Снаббер что это такое

RCD-снаббер — принцип работы и пример расчета

В ходе разработки силового импульсного преобразователя (особенно это касается мощных устройств топологий push-pull и forward, где переключение происходит в жестких режимах), необходимо как следует позаботиться о защите силовых ключей от пробоя по напряжению.

Несмотря на то, что в документации на полевик указано предельное напряжение между стоком и истоком в 450, 600 или даже в 1200 вольт, одного случайного высоковольтного импульса на стоке может оказаться достаточно для выхода дорогостоящего (даже и высоковольтного) ключа из строя. Да еще и соседние элементы схемы, включая дефицитный драйвер, могут попасть под удар.

Такое событие сразу приведет к куче проблем: где достать аналогичный транзистор? Есть ли он сейчас в продаже? Если нет, то когда появится? Насколько качественным окажется новый полевик? Кто, когда и за какие деньги возьмется все это перепаивать? Как долго продержится новый ключ и не повторит ли он судьбу своего предшественника? и т. д. и т. п.

В любом случае лучше сразу перестраховаться, и еще на этапе проектирования устройства принять меры для предотвращения подобных неприятностей на корню. Благо, известно надежное, недорогое и простое в своей реализации решение на пассивных компонентах, давно ставшее популярным как у любителей высоковольтной силовой техники, так и у профессионалов. Речь о простейшем RCD-снаббере.

Традиционно для импульсных преобразователей, в цепь стока транзистора включена индуктивность первичной обмотки трансформатора или дросселя. И при резком запирании транзистора в условиях, когда коммутируемый ток еще не понизился до безопасной величины, согласно закону электромагнитной индукции на обмотке возникнет высокое напряжение, пропорциональное индуктивности обмотки и скорости перехода транзистора из проводящего состояния в запертое.

Если фронт при этом достаточно крут, а общая индуктивность обмотки в цепи стока транзистора существенна, то высокая скорость нарастания напряжения между стоком и истоком мгновенно приведет к катастрофе. Чтобы эту скорость роста напряжения понизить и облегчить тепловой режим запирания транзистора — между стоком и истоком защищаемого ключа ставят RCD-снаббер.

Как работает RCD-снаббер

RCD-cнаббер работает следующим образом. В момент запирания транзистора ток первичной обмотки, в силу наличия у нее индуктивности, не может мгновенно снизиться до нуля. И вместо того чтобы жечь транзистор, заряд, под действием высокой ЭДС, устремляется через диод D в конденсатор C снабберной цепи, заряжая его, а транзистор при этом закрывается в мягком режиме незначительного тока через его переход.

Когда транзистор вновь начнет открываться (резко переходя в проводящее состояние для отработки очередного периода коммутации), конденсатор снаббера станет разряжаться, но уже не через голый транзистор, а через снабберный резистор R. А так как сопротивление снабберного резистора в несколько раз больше сопротивления перехода сток-исток, то основная часть запасенной в конденсаторе энергии выделится именно на резисторе, а не на транзисторе. Таким образом RCD-снаббер поглощает и рассеивает энергию паразитного высоковольтного выброса c индуктивности.

Расчет снабберной цепи

P – мощность, рассеиваемая на резисторе снаббера C – емкость конденсатора снаббера t – время запирания транзистора, за которое конденсатор снаббера заряжается U – максимальное напряжение, до которого зарядится конденсатор снаббера I – ток через транзистор до его закрытия f- сколько раз в секунду будет срабатывать снаббер (частота переключения транзистора)

Чтобы рассчитать номиналы элементов защитного снаббера, для начала задаются временем, за которое транзистор в данной схеме переходит из проводящего состояния в запертое. За это время конденсатор снаббера должен успеть зарядиться через диод. Здесь в расчет принимается средний ток силовой обмотки, от которого предстоит защищаться. А напряжение питания обмотки преобразователя позволит выбрать конденсатор с подходящим максимальным напряжением.

Далее необходимо вычислить мощность, которая должна будет рассеиваться на резисторе снаббера, и уже после этого подобрать конкретный номинал резистора, исходя из временных параметров полученной RC-цепи. При том сопротивление резистора не должно быть слишком малым, чтобы когда при запирании ключа конденсатор начнет разряжаться через него, импульс максимального разрядного тока вместе с рабочим током не превысили бы критическую для транзистора величину. Не должно это сопротивление быть и слишком большим, чтобы конденсатор все же успел разрядиться, пока транзистор отрабатывает положительную часть рабочего периода.

Рассмотрим пример

Сетевой двухтактный инвертор (амплитуда напряжения питания 310 вольт) потребляющий мощность 2 кВт работает на частоте 40 кГц, причем максимальное напряжение между стоком и истоком для его ключей составляет 600 вольт. Необходимо рассчитать RCD-снаббер для этих транзисторов. Пусть время запирания транзистора в схеме составляет 120 нс.

Средний ток обмотки 2000/310 = 6,45 А. Пусть напряжение на ключе не превысит 400 вольт. Тогда C = 6,45*0,000000120/400 = 1,935 нФ. Выберем пленочный конденсатор емкостью 2,2 нФ на 630 вольт. Мощность, поглощаемая и рассеиваемая каждым снаббером за 40000 периодов составит P = 40000*0.0000000022*400*400/2 = 7,04 W.

Допустим, минимальная скважность импульса на каждом из двух транзисторов составляет 30%. Значит минимальное время открытого состояния каждого транзистора будет равно 0,3/80000 = 3,75 мкс, с учетом фронта примем 3,65 мкс. Примем 5% этого времени за 3*RC, и пусть за это время конденсатор успеет почти полностью разрядиться. Тогда 3*RC = 0,05*0,00000365. Отсюда (подставим C = 2.2 нФ) получим R = 27,65 Ом.

Установим по два пятиваттных резистора по 56 Ом параллельно в каждый снаббер нашего двухтактника, и получится 28 Ом для каждого снаббера. Импульсный ток от срабатывания снаббера при разряде конденсатора через сопротивление составит 400/28 = 14,28 А — это ток в импульсе, который пройдет через транзистор в начале каждого периода. Согласно документации на большинство популярных силовых транзисторов, максимально допустимый импульсный ток для них превосходит максимальный средний ток минимум в 4 раза.

Что касается диода, то в схему RCD-снаббера ставиться импульсный диод на такое же максимальное напряжение как у транзистора, и способный в импульсе выдерживать максимальный ток, протекающий через первичную цепь данного преобразователя.

Проблемы проектирования IGBT-инверторов: перенапряжения и снабберы

Любой реальный проводник характеризуется наличием распределенной паразитной индуктивности L_B, особенно важным данный параметр является для силовых цепей импульсных преобразователей. При коммутации больших токов с высокой скоростью это приводит к возникновению перенапряжений на выводах электронных ключей. Например, при отключении IGBT напряжение на коллекторе возрастает на величину ΔV = L_B×di_C/dt относительно потенциала шины питания V_DC, где di_C/dt — скорость спада тока коллектора. В результате суммарный сигнал «коллектор–эмиттер» V_CE = V_DC+ΔV может превысить допустимое значение и вывести транзистор из строя.

Аналогичный процесс происходит при открывании IGBT, в этом случае перенапряжение вызывается скачком тока di_rr /dt_rr (i_rr , t_rr — ток и время обратного восстановления) при выключении оппозитного диода. Именно поэтому для диодов, предназначенных для применения в частотных преобразователях, очень важным свойством является плавность характеристики восстановления и согласованность динамических свойств с параметрами IGBT. Всем указанным требованиям отвечают быстрые диоды семейства CAL компании SEMIKRON [1].

Залогом надежного функционирования импульсного преобразовательного устройства является низкоиндуктивный дизайн DC-шины. Существуют достаточно простые правила, соблюдение которых позволяет свести к минимуму распределенные характеристики звена постоянного тока. Как показано на рис. 1а, величина «петли», определяемая несовпадением путей протекания тока по положительному и отрицательному проводникам шины питания, непосредственно связана со значением паразитной индуктивности. Оптимальной считается копланарная структура шины (в англоязычной литературе она называется “sandwich”), в которой терминалы (+) и (–) расположены плоско-параллельно (рис. 1б).

Кроме того, конструкция преобразователя должна обеспечивать кратчайшие связи между источником напряжения (конденсаторами звена постоянного тока) и выводами питания полупроводниковых ключей.

Простейший вариант копланарной DC-шины с межслойным изолятором применен в инверторе мощностью 200 кВА на основе стандартных модулей IGBT (рис. 2а). Эта сборка, выпускаемая компанией SEMIKRON более 20 лет, показала очень высокую надежность во всех режимах эксплуатации. Достоинством показанной конструкции является также простота наращивания мощности за счет параллельного соединения силовых ключей (в данном примере одно плечо инвертора состоит из 2 параллельных модулей).

При серийном производстве, как правило, используются многослойные ламинированные шины. Они представляют собой прессованные плоские сборки, которые состоят из проводников, изолированных друг от друга тонким слоем диэлектрика. Имея симметричную параллельную топологию, такая конструкция обеспечивает согласованную высокую проводимость слоев, оптимизированное значение распределенной емкости и очень низкую паразитную индуктивность. Один из проводников (например, минус силового питания) может также выполнять функции экрана. Кроме повышения надежности, обусловленного минимальным уровнем перенапряжений, это гарантирует хорошую электромагнитную совместимость изделия. В качестве материала проводников обычно используется алюминий, медь и медные сплавы. В окончательном виде набор проводящих и изолирующих слоев прессуется с использованием эпоксидного наполнителя для повышения механической прочности.

Применение ламинированных шин улучшает отвод тепла от силовых модулей и конденсаторов звена постоянного тока и позволяет создать компактные легкие конструкции (например, как на рис. 2б).

Снабберы

Для ограничения переходных перенапряжений в большинстве случаев применяются специальные снабберные конденсаторы, размещаемые непосредственно на DC-терминалах модулей IGBT. В самом общем смысле снаббер работает как фильтр низких частот, замыкающий через себя ток переходного процесса.

Номинал конденсатора C_s вычисляется исходя из заданного уровня перенапряжения V_os и значения энергии, запасенной в паразитной индуктивности шины L_B при коммутации тока I_peak:

Снабберы применяются как для ограничения переходных перенапряжений, так и для снижения динамических потерь в силовых ключах. В последнем случае с их помощью формируется траектория переключения: параллельные емкости снижают скорость нарастания напряжения, индуктивности в цепях коммутации ограничивают скорость нарастания тока. Наиболее распространенные виды снабберных цепей приведены на рис. 3, а их выбор зависит от многих параметров — типа силовых модулей (IGBT, MOSFET, тиристор), рабочей частоты, параметров нагрузки.

Практически все современные транзисторы и модули IGBT имеют прямоугольную область безопасной работы (ОБР или SOA — Safe Operating Area), то есть допускают работу в режиме «жесткого переключения», когда коммутируется максимальный ток и напряжение. В этом случае, как правило, рекомендуется простейший снаббер, представляющий собой низкоиндуктивный пленочный конденсатор, установленный параллельно шинам питания полумоста.

Конструкция снабберной емкости должна обеспечивать не только минимальную распределенную индуктивность, но и удобство подключения к терминалам силового модуля. Внешний вид подобных специализированных элементов показан на рис. 4б–г. Применение обычных высоковольтных конденсаторов (например, как на рис. 4а) в качестве снабберов недопустимо.

Для снижения добротности паразитного колебательного контура последовательно с конденсатором может быть установлен резистор (рис. 3б). Такая схема обычно используется в низковольтных сильноточных преобразователях с MOSFET-ключами.

В случае, когда снаббер должен быть установлен на каждом плече полумоста, или для ограничения скорости коммутации тиристорных ключей рекомендуется цепь, представленная на рис. 3в. Быстрый диод и резистор, используемые в этой схеме, необходимы для разделения цепей заряда и разряда и ограничения разрядного тока. Постоянная времени снаббера — 5 с — должна быть как минимум в 3 раза ниже периода рабочей частоты (R_SC_S < T_sw /3).

В наиболее мощных схемах паразитная индуктивность, образованная снабберной цепью, может оказаться настолько большой, что это приведет к появлению выбросов напряжения, вызванных коммутацией тока на индуктивности снаббера. В этом случае используется схема (рис. 3г): принцип ее работы такой же, как в предыдущем случае, однако паразитная индуктивность ниже, поскольку снабберы подключены непосредственно к коллектору и эмиттеру каждого транзистора полумоста. Несмотря на очевидные преимущества, последняя схема на практике используется крайне редко из-за своей сложности.

На рис. 5а показан график изменения напряжения V_CE «коллектор–эмиттер» при выключении IGBT со скоростью di_с /dt при наличии и отсутствии снабберного конденсатора. Для анализа использована эквивалентная схема, приведенная на рис. 5б.

Амплитуду пика перенапряжения ΔV₁, вызванного наличием паразитной индуктивности цепей коммутации L_S, можно рассчитать по формуле:

При использовании снаббера величины ΔV₂ и ΔV₃ зависят от распределенных характеристик терминалов IGBT, паразитной индуктивности снабберного конденсатора L_S , его емкости C_S и запасенной в L_DC энергии:

Приведенные выражения можно использовать для вычисления емкости снаббера и его максимально допустимой индуктивности при заданных ΔV₂ и ΔV₃. Значение C_S оказывается прямо пропорциональным величине паразитной индуктивности. Таким образом, корректная топология силового каскада, обеспечивающая минимальное значение L_DC, позволяет снизить требования к снабберным цепям.

К сожалению, характеристики паразитного контура DC-шины плохо поддаются расчету или моделированию, поэтому в процессе разработки часто приходится корректировать параметры снабберной схемы на основании результатов экспериментальной проверки. Основным критерием выбора является минимальное значение перенапряжения и отсутствие опасных осцилляций. Кроме того, разработчик должен понимать, что никакой снаббер не спасет силовые ключи от перенапряжения при плохо спроектированной DC-шине, имеющей большую площадь токовой петли. Классический пример приведен на рис. 6: применение параллельных проводников звена постоянного тока (вместо копланарных) приводит к тому, что в режиме короткого замыкания уровень перенапряжения может превысить 1000 В, несмотря на наличие снаббера!

При выборе конденсатора необходимо учитывать следующие его характеристики:

• допустимое напряжение постоянного тока V_Rmax;
• максимальную величину напряжения или тока пульсаций V_rms или I_rms ;
• величину емкости и эквивалентной последовательной индуктивности (ESL — Equivalent Series Inductance);
• срок службы.

Следует учесть, что у модулей IGBT 12-го класса напряжение DC-шины не должно превышать 850–900 В; в этом случае рекомендуется применение снабберов с V_Rmax = 1000 В. Соответственно, для 1700 вольтовых IGBT (допустимое значение V_DC < 1200 В) минимальное рабочее напряжение конденсатора составляет 1250 В.

Значение емкости снаббера должно быть достаточным для подавления пиковых сигналов, образующихся при отключении IGBT — в реальных схемах обычно используются конденсаторы емкостью 0,1–1 мкФ. Как показывает практика, при некорректной топологии DC-шины увеличивать емкость снаббера бесполезно — это приводит только к повышению колебательности паразитного контура звена постоянного тока. Именно поэтому одним из важнейших параметров снабберного конденсатора является ESL — собственная распределенная индуктивность L_S, непосредственно влияющая на величину выброса ΔV₂ (рис. 5). Наименьшей величиной ESL обладают специализированные конденсаторы с широкими плоскими выводами (рис. 4), которые могут крепиться непосредственно к силовым терминалам модуля.

Снаббер, как и любой импульсный конденсатор, способен выдерживать ограниченную величину энергии за период коммутации, в спецификациях данные ограничения задаются в виде параметров I 2 t или ν 2 t. Токи и напряжения пульсаций можно достаточно просто измерить с помощью современных цифровых осциллографов. Следует учесть, что высокий пиковый ток перегрузки способен вывести из строя конденсатор, даже если уровень напряжения при этом ниже справочных значений. Критическим параметром в этом случае является уровень запасаемой энергии, избыток которой способен привести к частичному разрушению (испарению) металлизации пленки в зоне ее контакта с выводами. Как правило, при этом резко возрастает тангенс угла потерь или уменьшается емкость.

Каждое переключение IGBT вызывает появление затухающих колебаний, возникающих в контуре между снабберным конденсатором и емкостью DC-шины. Максимальная амплитуда и частота этих осцилляций (рис. 5) могут быть определены с помощью приведенных ниже формул:

Установившееся значение температуры перегрева снаббера определяется среднеквадратичным значением тока I_rms, условиями охлаждения и способом монтажа (например, при стандартной установке снаббера на выводы силового модуля их температура является начальной при расчете). Величина I_rms зависит от частоты колебаний, которая в свою очередь определяется паразитной индуктивностью шины L_DC и номиналом конденсатора C_S. С ростом частоты пульсаций допустимое значение тока снижается из-за роста потерь, практические рекомендации по измерению значения I_rms даны ниже.

Методы измерения

В отличие от тока коллектора, который в режиме КЗ может в 6–10 раз превышать номинальное значение, перегрузка IGBT по пиковому напряжению V_CES недопустима и практически всегда ведет к отказу. В связи с этим особенно важно проводить измерения максимально возможного перенапряжения (V_CEpeak ) конкретной схемы в предельных режимах работы. Отсутствие опасных перегрузок свидетельствует о том, что сам модуль, устройство управления (резистор затвора), дизайн DC-шины, а также тип и номинал снаббера выбраны корректно.

Рекомендуется проводить анализ работы схемы в 4 режимах:

1. 1. Максимальный ток нагрузки.
   2. Короткое замыкание нагрузки при максимальной и минимальной индуктивности цепи КЗ.

   Примечание: существует несколько разновидностей короткого замыкания, например, КЗ нагрузки, КЗ кабеля на стороне нагрузки или на стороне преобразователя рядом с выходными каскадами. Индуктивность цепи замыкания L_SC в зависимости от режима может превышать 10 мкГн или быть менее 1 мкГн при аварии непосредственно на выходе инвертора (наихудший случай). Тесты должны предусматривать анализ всех возможных состояний при минимальной и максимальной температуре кристаллов T_j. Наибольшее значение перенапряжения наблюдается при наименьшем значении L_SC , когда схема защиты выключает IGBT непосредственно перед выходом из насыщения.

   1. 1. Сквозной пробой при одновременном открывании обоих транзисторов полумоста (эта ситуация исключается при использовании драйверов с функцией Interlock).

      Примечание: необходимо проанализировать 2 возможных состояния — одновременное включение верхнего и нижнего плеча полумоста, а также включение IGBT при открытом оппозитном транзисторе.

      1. 1. Запирание оппозитных диодов.

         Примечание: выключение диода может сопровождаться появлением пикового выброса напряжения, воздействующего как на сам диод, так и на параллельный IGBT. Наиболее тяжелый режим наблюдается при низком токе (<10% I_C) и низкой температуре. В некоторых случаях снаббер оказывается более необходимым именно для ограничения перенапряжения при запирании диода.

         Измерение V_CE следует производить максимально близко к чипу IGBT. Для интеллектуальных модулей SKiiP ближайшими к кристаллам точками являются DC-терминалы. У модулей IGBT семейства SEMiX можно использовать дополнительные сигнальные выводы эмиттеров, расположенные непосредственно рядом с чипами. При использовании DC-выводов в качестве контрольных точек к измеренным значениям необходимо добавлять разницу потенциалов, образующуюся на внутренней индуктивности модуля L_CE , определяемую как L_CE×di/dt.

         Самым распространенным на практике способом измерения является так называемый метод «двойного импульса» (рис. 7). Для различных значений индуктивности нагрузки и длительности импульса управления этот метод позволяет имитировать практически любые условия работы от минимального тока нагрузки до режима КЗ. Одиночный импульс переменной длительности используется для анализа режима КЗ, при этом он вырабатывается обычным генератором, в то время как для формирования «двойного импульса» необходим контроллер.

         

         Стандартная процедура измерений, используемая компанией SEMIKRON, включает следующие шаги:

         • • Напряжение DC-шины задается от изолированного источника напряжения, позволяющего ограничивать величину выходного тока (как правило, 100 мА). Напряжение устанавливается максимальным для конкретной схемы (обычно это уровень срабатывания защиты от перенапряжения).
           • Цепь КЗ создается с помощью кабеля большого сечения, соединяющего АС-выход с одним из выводов питания (рис. 8). Длина кабеля определяет его индуктивность (1 м длины соответствует примерно L_SC = 1 мкГн). Аварийное состояние может также быть сымитировано при соединении двух выходов 3-фазного инвертора. При этом один IGBT (например, верхний в фазе 1) должен быть постоянно открыт, а импульс управления должен воздействовать на нижний ключ в фазе 2 или 3.

           

           • К драйверу IGBT подключается контроллер, формирующий одиночный или двойного импульс управления. Если схема защиты управляется не драйвером затворов, а контроллером, необходимо производить мониторинг сигнала неисправности для определения момента отключения затвора IGBT.
           • Измерения начинаются при максимально возможном значении индуктивности I_SC цепи КЗ. Длительность одиночного импульса управления увеличивается (соответственно, увеличивается пиковый ток коллектора IGBT) до момента срабатывания защиты от перегрузки. Производится измерение V_CEpeak .
           • Тест повторяется при снижении величины I_SC до минимума.
           • Для анализа поведения схемы при включении IGBT и выключении оппозитного диода подается двойной импульс управления. Диод (например, в нижнем плече ВОТ) выходит из проводящего состояния при открывании оппозитного IGBT в плече ТОР.
           • Измерения необходимо провести на каждом IGBT, наивысшее значение перенапряжения обычно наблюдается на ключе, наиболее удаленном от конденсаторов DC-шины. Тесты повторяются при низкой и высокой рабочей температуре. Для задания T_jmax достаточно разогреть радиатор с помощью внешнего источника тепла, поскольку при управлении от одиночных импульсов разница температур кристаллов и теплоотвода незначительна.

           Рекомендации по подключению измерительных приборов:

           • Для обеспечения безопасности и повышения точности измерений осциллограф должен быть заземлен. Для предотвращения короткого замыкания необходимо использовать изолированный источник питания DC-шины.
           • Рекомендуется соединять минусовый вывод пробника напряжения к шине DC+ при измерении V_CE IGBT верхнего плеча. Такое подключение позволяет снизить синфазные шумы в измеряемом сигнале. Если же необходимо одновременно контролировать напряжение затвора TOP IGBT, то производится заземление АС выхода полумоста (рис. 8б) и к нему подключается минусовый вывод пробника напряжения.
           • Пробник с изолированным дифференциальным входом может быть использован для измерений в случае, если он имеет достаточно широкую полосу пропускания.
           • Для уменьшения влияния синфазных шумов рекомендуется использование ферритовых колец соответствующего размера на измерительных кабелях пробника и осциллографа.

           Коммутация IGBT и диода вызывает появление пульсирующих токов, замыкающихся через основные конденсаторы. При выключении IGBT возникает положительный пик тока шины, соответствующий заряду снаббера, и последующий затухающий колебательный процесс в контуре между емкостями C_S и C_{DC_link} (рис. 9а).

           

           При запирании и обратном восстановлении диода снаббер частично разряжается, в результате чего возникает пиковый ток, протекающий в отрицательном направлении. Как и в предыдущем случае, это сопровождается колебаниями, причем их амплитуда может быть даже выше (рис. 9б). Частота осцилляций (как правило, она находится в диапазоне от 100 кГц до нескольких МГц) в обоих случаях определяется паразитной индуктивностью DC-шины и величиной C_S .

           Измерение тока пульсаций может быть проведено с помощью петли Роговского, размещенной на выводе снаббера. Использование вольтметров или функции «RMS», доступной у некоторых современных осциллографов, не дает корректных результатов из-за очень малой величины усредненного за период сигнала на фоне большого смещения.

           Реальный смысл определение среднеквадратичного значения сигнала имеет только в течение переходного процесса, возникающего при выключении диода «ВОТ» (t1 на рис. 10) или IGBT «ТОР» (t2 на рис. 10). Оба этих процесса повторяются на каждом периоде коммутации T = 1/ƒ_sw. Анализ должен быть проведен при максимальной рабочей температуре, поскольку при этом ток обратного восстановления диода максимален. Кроме того, предельные режимы работы преобразователя нормируются именно для этого случая. Необходимо также учесть, что допустимые значения I_rms и V_rms зависят от частоты осцилляций, и это должно быть отражено в спецификации снабберного конденсатора.

           

           Все конденсаторы очень чувствительны к величине рабочей температуры, превышение ее предельного значения в результате внешнего нагрева или саморазогрева, как правило, ведет к мгновенному отказу. Перегрев снабберных конденсаторов может быть вызван следующими причинами:

           • потери мощности при протекании переменного тока (зависят от тангенса угла потерь и эквивалентного сопротивления ESR);
           • повышение температуры окружающей среды;
           • нагрев от внешних элементов конструкции (силовой модуль, DC-шина);

           При известном тепловом сопротивлении конденсатора R_th его рабочая температура определяется как T_op = T_body+R_th×I 2 ×ESR, а величина T_body может быть измерена термопарой на корпусе снаббера.

           Заключение

           Проектирование преобразователей высокой мощности является сложнейшей задачей, требующей внимательного подхода на всех этапах. Успешная разработка подобных изделий немыслима без учета распределенных параметров конструкции. Одной из главных характеристик конструкции конвертора является распределенная индуктивность звена постоянного тока, определяющая уровень переходных перенапряжений и во многом влияющая на надежность работы изделия.

           В предлагаемой статье приведено объяснение процессов, происходящих при коммутации силовых ключей в инверторных схемах, даны рекомендации по проектированию силовых преобразователей в части расчета уровня коммутационных выбросов, а также выбора типа и номинала снабберных конденсаторов.

           Все сказанное проверено многолетним опытом работы дизайнерского центра компании SEMIKRON. За прошедшие годы инженерами и конструкторами фирмы накоплен уникальный опыт разработок мощных конверторов, ярким примером этому служит то, что более 15 000 типов таких изделий успешно эксплуатируется в различных отраслях промышленности. Диапазон выпущенных сборок SEMISTACK простирается от простейших выпрямителей зарядных устройств до блоков, работающих в лифтах, ветроэлектростанциях, гелиоустановках, электромобилях, субмаринах. В первую очередь инженеры компании специализируются на проектировании сложных изделий, главным требованием к которым является надежная работа в тяжелых условиях эксплуатации.

           Корректная оценка потери мощности снаббера экономит целый рабочий день

           

           Представьте ситуацию: ваш клиент обеспокоен. Он думает, что резистор, стоящий в цепи снаббера (или демпфера) регулятора напряжения, перегревается, и подозревает, что это вызовет отказы при эксплуатации. Меж тем миллионы изделий уже изготовлены и отгружены. Клиент находится перед вашей дверью и собирается просить о помощи. Что вы можете порекомендовать?

           Зачем нужен снаббер?

           Рассмотрим теорию использования снаббера. На рисунке 1 показан типовой понижающий преобразователь с RC-цепочкой, выполняющей роль снаббера (SNUBBER). Без снаббера в точке Vx – верхняя точка конденсатора – может возникнуть «звон» (высокочастотные колебания, мешающие нормальной работе DC/DC-преобразователя, прим. переводчика). Это может случиться в течение определенного времени, когда второй транзистор включается, не дождавшись полного выключения первого. В течение этого периода времени выходной контур (OUTPUT LOOP) закорочен только паразитными последовательными индуктивностями и параллельными емкостями транзисторов.

           

           Рис. 1. Понижающий DC/DC-преобразователь c RC-снаббером

           Теоретически амплитуда звона может в два раза превышать входное напряжение. Плохая трассировка печатной платы также может стать источником звона в цепи. Звон вызывает электромагнитные помехи (EMI) – как излученные, так и наведенные, – которые могут привести к превышению токами и напряжениями транзисторов их предельных пороговых значений, что может вызвать отказ всей схемы. Цепь RC-снаббера уменьшает звон до безопасных величин за счет рассеивания мощности его паразитных колебаний на резисторе.

           Отладка

           Вернемся к исходной ситуации. Вы посещаете лабораторию клиента и смотрите на переполненную печатную плату с установленным регулятором напряжения. Небольшой ЧИП-резистор с сопротивлением 4,7 Ом и размерами 2х1,2х0,45 мм (размер корпуса 0805) едва заметен. Мог ли он повлиять на работу схемы и нарушить ее?

           Клиент объясняет причины своего беспокойства. Резистор, в соответствии со спецификацией, рассчитан на мощность 125 мВт, а расчеты показывают, что он рассеивает больше, чем его номинальная мощность. Расчет рассеиваемой мощности RC-снаббера для напряжения прямоугольной формы V с частотой f определяется простой формулой:

           $$P=C\times V^\times f=680\; пФ\times 19.52\; В\times 500\; кГц=129\;мВ$$

           Проблема заключается не только в том, что рассеиваемая мощность немного (на 4 мВт) выше номинальной мощности резистора. Золотое правило заключается в том, что для обеспечения запаса по мощности необходимо применять резистор с номинальной мощностью в два раза больше рассеиваемой. Следовательно, номинальная мощность резистора отличается более чем на 100%. Так это или не так?

           Источник формулы P = CV 2 f

           Одной из наиболее популярных формул в электронике является P = CV 2 f. Чтобы доказать это, рассмотрим рисунок 2 , где напряжение в точке Vx (рисунок 1) представлено источником напряжения, приложенным к демпфирующей цепи с указанными на схеме значениями.

           

           Рис. 2. Упрощенная схема демпфера

           При положительном скачке напряжения ток через снаббер определяется формулой:

           где V – амплитуда скачка напряжения на входе, равная 19,5 В.

           Мощность, рассеиваемая на резисторе, определяется следующим уравнением:

           Переход от мгновенной мощности к средней требует интегрирования по времени, а именно – расчета энергии. Заметим, что интеграл по полупериоду T/2 для повторяющегося прямоугольного сигнала будет давать практически тот же результат, что и при RC << T.

           Для прямоугольного импульса с симметричным напряжением (относительно нуля) в течение отрицательного полупериода рассеивается такое же количество энергии. Следовательно, полная энергия, рассеиваемая за один период, удваивается:

           Средняя рассеиваемая мощность – это энергия E, разделенная на период T:

           где f – частота источника напряжения прямоугольной формы.

           Важно отметить, что основное предположение формулы состоит в том, что входное напряжение демпфера представляет собой прямоугольную волну с абсолютно вертикальными нарастающими и спадающими фронтами (ступенчатая функция переходной характеристики). Насколько верна эта гипотеза в нашем случае?

           Конечное время нарастания и спадания фронта импульса

           Измерение напряжения на входе демпфера (точка V_х на рисунке 1) показывает, что нарастание и спад происходят достаточно быстро. Напряжение поднимается до 19,5 В и опускается до 0 В за 10 нс. Имеет ли это существенное значение? Возвращаясь к расчету, мы повторяем те же вычисления, что и выше, но на этот раз – учитывая время нарастания (рисунок 3).

           

           Рис. 3. Нарастание и спадение сигнала

           Уравнения ниже описывают энергию E_r1 и E_r2, связанную со временем нарастания Т_r и Т_ON соответственно:

           Аналогичный набор уравнений получен для спадающего фронта:

           Общая средняя мощность рассеяния представляет собой сумму четырех энергий, умноженную на частоту источника напряжения.

           Тем не менее, мы обнаруживаем, что расчет потери мощности в случае для неидеального импульса немного сложнее.

           Упрощение формул

           Делая расчет схемы, показанной на рисунке 2, мы считали, что постоянная времени RC-демпфера мала по сравнению с продолжительностью Тr нарастания фронта импульса, а также что временные интервалы нарастания и спада импульса одинаковы.

           $$\tau =R\times C=4.7\;Ом\times 680\;пФ=3.2\;нс<T_=10\;нс$$

           Это позволяет упростить формулу мощности для неидеального импульса:

           где поправочный коэффициент α определяется следующим образом:

           Следовательно, реальная мощность, рассеиваемая в сети RC, составляет менее половины от предполагавшейся в соответствии с формулой \(P=C\times V^\times f\) и равна значению:

           Этот результат с точностью до 1 мВт совпадает с вычислением. Итак, типоразмер 0805 вполне достаточен, чтобы резистор 1/8 Вт рассеивал в два раза большую мощность, при этом все же соответствуя «золотому правилу» заказчика.

           Вы можете жить еще один день.

           Рассмотрим случай, когда

           $$\tau =R\times C=4.7\;Ом\times 680\;пФ=3.2\;нс>>T_=0.1\;нс$$

           Тогда поправочный коэффициент будет следующим:

           Другими словами, здесь лучше всего работает формула ступенчатой функции, посчитанная ранее. Наконец, для \(T_\approx \tau\)

           приближение, которое работает лучше всего – это:

           Проверка с помощью Simplis

           Описанное выше – это вычисления мощности рассеивания и, в целом, общеинженерный вариант подхода к проблеме. Для этого потребовалось вспомнить курсы физики и математики в применении к электрическим схемам. С помощью компьютера вы можете легко смоделировать схему в программе Simplis и получить ответ простым способом.

           На рисунке 4 показаны графики мощности, напряжения и тока для случая ступенчатой функции, моделируемой в Simplis.

           

           Рис. 4. Моделирование снаббера в Simplis для ступенчатой функции на входе

           Обратите внимание, что пиковая рассеиваемая мощность в этом случае составляет 81 Вт, что говорит о неблагоприятной ситуации в пике.

           Метки (R1) (Y2) в середине рисунка 4 указывают, что средняя рассеиваемая мощность составляет 129,28876 мВт, что хорошо согласуется с предыдущим расчетом.

           На рисунке 5 показаны формы мощности, напряжения и тока для моделируемого в Simplis второго случая (с реальным временем нарастания и спада).

           

           Рис. 5. Моделирование снаббера в Simplis для входного напряжения с медленно изменяющимися фронтами

           Обратите внимание, что пиковая рассеиваемая мощность в этом случае составляет всего 7,5 Вт, что говорит в пользу такого варианта. Метка «Power (R1)(Y2)» в верхней части рисунка 5 также сообщает о средней рассеиваемой мощности 57,383628 мВт, что совпадает с приблизительным расчетом с точностью до 1 мВт.

           Работа многих схем DC/DC-преобразователей может быть улучшена при наличии демпфирующей цепочки в точке Vх. С практическими примерами конструирования понижающих преобразователей (в частности – c линейкой Himalaya производства компании Maxim Integrated) и снабберными цепочками можно ознакомиться по ссылкам, приведенным в конце статьи.

           Заключение

           Мы проанализировали рассеивание мощности на снаббере с нескольких сторон и показали разные способы правильной оценки связанных потерь мощности. Возвратимся к исходной постановке задачи: в конце концов, выяснилось, что проблема была не в цепи RC-снаббера, и поведение схемы было вызвано плохой пайкой. Но не мешает напомнить: разработчику необходимо иметь в арсенале несколько рабочих инструментов, и что еще более важно – в каждой возникшей ситуации найти самый подходящий.

           Снаббер — это просто

           При работе любого импульсного преобразователя на основе IGBT- или MOSFET-транзисторов неминуемо возникают коммутационные паразитные импульсы тока и напряжения. Неизбежность этих импульсов обусловлена паразитными составляющими топологии преобразователя и токами рекуперации при выключении. Создать преобразователь, не имеющий данных импульсов, практически не представляется возможным, а вот спроектировать преобразователь, в котором эти импульсы будут приводить к выходам из строя, — в порядке вещей. Для защиты узлов схемы, в частности самих ключевых транзисторов, применяются снабберные цепи, в настоящее время ставшие необходимым атрибутом почти любого импульсного преобразователя.

           Однако если разработчик решит заняться выбором и расчетом снаббера, он столкнется практически с нерешаемой задачей. Ведь снаббер — узел необходимый, обязанный присутствовать в преобразователе. Но как он должен выглядеть и как его посчитать — неизвестно. Нет даже теории адекватного расчета. Что же нужно знать для расчета номинала, например, конденсатора снаббера? Обязательно значение паразитной индуктивности. Эта индуктивность складывается из индуктивностей самого конденсатора, силового модуля, токоведущих шин, соединений, в расчет должны приниматься импеданс электролитических конденсаторов на частоте… (какой?), волновое сопротивление и т. д. И все это при длительностях импульса порядка десятков-сотен наносекунд. Не каждый специалист СВЧ-электроники, даже зная все исходные данные, сможет правильно все посчитать. Предлагается и другой теоретический способ — включить преобразователь без снабберов, измерить длительность и амплитуду выбросов напряжения и, исходя из этого, вывести значения паразитных емкостей/индуктивностей, после чего уже легко найти и искомые номиналы элементов снабберных цепей. Однако на практике этот способ неприменим: если включить подавляющее большинство преобразователей вообще без снабберов, они наверняка выйдут из строя даже при 10%-ной нагрузке, и измерять уже будет нечего. Следовательно, теория здесь не поможет. Обратимся к практике.

           

           Рис. 1. Схемы снабберов, установленных по питанию

           На практике употребляются самые разнообразные снабберы: С, RC, RCD, Z, RCZ и т. д. Пока опустим применение супрессоров (о них речь пойдет далее), тогда основные схемы снабберных цепей сводятся к вариантам, показанным на рис. 1, где а) С-снаббер, б) RC-снаббер, в) и г) два варианта относительно часто встречающихся RCD-снабберов. Если такие цепи ставятся не по питанию, а на каждом ключе инвертора, то, соответственно, получаем схемы, приведенные на рис. 2. Иные схемы фактически не применяются, а если и используются, то в эквивалентном написании все равно сводятся к указанным вариантам.

           

           Рис. 2. Схемы снабберов, установленных на ключах

           В качестве тестовой схемы использовался преобразователь, представляющий собой импульсный трансформатор, первичная обмотка которого включена в Н-мост модуля интеллектуального инвертора М31-10-12Б4 с отключенными защитами. Нагрузка трансформатора — активная, постоянная, мощностью 0,5 кВт. Штатное коммутируемое напряжение преобразователя 550 В (выпрямленные трехфазные 380 В), средний ток 1,2 А. На осциллограмме рис. 3 видны временные характеристики, в частности «мертвое» время переключения. Далее на осциллограммах приводится фронт выключения нижнего ключа, то есть осциллограф подключен между эмиттером и коллектором одного из нижних ключей. Сигнал без каких-либо снабберов приведен на рис. 4.

           

           Рис. 3. Сигнал преобразователя

           На рис. 4 видно, что амплитуда обратного выброса превышает 1200 В при общей длительности импульса порядка 100 нс, что на практике недопустимо, так как очень велик риск выхода из строя транзисторов из-за потенциального пробоя коллектор-эмиттер. Далее применялись различные варианты снабберных цепей.

           

           Рис. 4. Сигнал без снаббера

           Наиболее простым вариантом представляется С-снаббер, особенно если он устанавливается не на каждом ключе, а только на шине питания. Такой вариант (конденсатор на шинах питания) изображен на осциллограмме рис. 5.

           

           Рис. 5. С-снаббер 0,22 мкФ

           Как видим, длительность фронта выключения практически не увеличилась, а следовательно, значимо не увеличились и динамические потери ключа, но при этом амплитуда выброса уменьшилась до вполне приемлемых 800 В. Что, собственно, и требовалось от снаббера.

           Если устанавливать конденсаторы не по питанию, а на каждом ключе (схема рис. 2а), то в контур рекуперации тока включается трансформатор, и его параметры, в том числе и параметры нагрузки трансформатора, начинают значительно влиять на картину выключения. На рис. 6 приведена осциллограмма выключения при установленных параллельно каждому ключу конденсаторах 0,01 мкФ.

           

           Рис. 6. 2С-снаббер 0,01 мкФ

           Выключение на рис. 6 показывает избыточность емкости конденсаторов, поскольку выброс напряжения почти не уменьшился (относительно рис. 5), а длительность фронта выключения возросла почти в два раза. Но даже и так характер выключения мало отличается от выключения при установленном одном конденсаторе по питанию и фактически эквивалентен конденсатору порядка 0,47 мкФ, установленному по схеме рис. 1а.

           Таким образом, конденсаторы на каждом ключе не дают преимущества в плане большей эффективности или иного характера выключения, «лучшей» защиты, зато данная схема имеет существенный недостаток в том, что работа снаббера начинает сильно зависеть от нагрузки инвертора, в отличие от одного конденсатора на шинах питания, где характеристики нагрузки на работе снаббера практически не сказываются.

           То же самое следует сказать и о других схемах снабберов, устанавливаемых или на шинах питания, или на каждом ключе. Принципиальных различий в их работе и в том, и в другом включении нет. Вопрос только в номиналах; всегда можно подобрать такие номиналы, когда разница в работе одного и другого варианта практически не заметна. Как следствие, далее будут рассматриваться в основном более простые варианты подключения к шинам питания, а не на каждом ключе, что, повторимся, не принципиально.

           Теперь обратим внимание на вариант RC-снаббера. На рис. 7–9 приведены сигналы выключения транзистора (канал 1) и ток снабберного конденсатора на токосъемном резисторе 0,1 Ом (канал 2).

           На рис. 7, с резистором 1 Ом, видно, что ток конденсатора в пике достигает 43 А, однако малое сопротивление резистора не ухудшает защитные функции снаббера (сравните с рис. 5: выключение без резистора). Если резистор увеличивать (10 Ом на рис. 8 и 40 Ом на рис. 9), то снаббер начинает работать хуже: амплитуд выброса увеличивается с 700 до 900 В и далее до 1150 В. Однако уменьшается и импульсный ток конденсатора до 20 и 5 А соответственно.

           

           Рис. 7. RС-снаббер 0,22 мкФ/1 Ом

           Таким образом, как и следовало ожидать, единственная функция резистора в RC-снаббере — это снижение импульсной нагрузки на конденсатор за счет ухудшения защитной функции снаббера. Мнение, что RC-снаббер сродни RC-фильтру, где соотношение номиналов резистора и конденсатора собственно и определяет постоянную времени фильтра, категорически неверно. Всю «снабберную» функцию все равно продолжает выполнять только конденсатор, резистор же в этом смысле «вредит», но может быть в некоторой степени полезным для ограничения тока конденсатора. Однако нужно ли такое ограничение тока? При правильном выборе комплектации (об этом ниже) — нет; даже конденсаторы К73-17 номиналом 0,22 мкФ на 630 В (не говоря уже о специализированных снабберных конденсаторах) без ограничительного резистора успешно работают в преобразователях до десятков киловатт средней мощности и до сотен киловатт на запуске/останове двигателя. На практике выходы из строя не встречались, даже не встречался нагрев этого конденсатора. Возможно, резистор все-таки потребуется, если преобразователь с «приемкой 5», то есть импортные снабберы применять нельзя, а средняя мощность более 100 кВт, но это уже довольно специфическая задача, и ее решение к общим рекомендациям (о которых здесь и идет речь) не относится.

           Еще более ошибочно мнение о RCD-снабберах. Указанные на рис. 1 и 2 RCD-снабберы действительно имеют право на существование, но применимы к биполярным транзисторам, тиристорам, к нагрузке и т. п., но не параллельно IGBT- или MOSFET-ключу. Хотя на практике нами не раз встречались именно такие схемы снабберов. Объясняется неправильность применения данных снабберных цепей наличием внутренних оппозитных диодов в IGBT- и MOSFET-транзисторах, которые сводят на нет диод собственно снаббера. Например, схема рис. 1в и 2в при включении практически не работает (снаббер шунтируется открытым каналом транзистора), а при выключении, поскольку диод снаббера блокирует обратный ток, работает как обычный RC-снаббер — таким образом, смысл диода в схеме теряется. Снабберы, показанные на рис. 1г и 2г, не работают вовсе, так как при выключении ток может протекать по двум путям: или через обратный диод транзистора, или через диод и резистор/конденсатор снаббера. Разумеется, ток потечет по пути наименьшего сопротивления, то есть через диод транзистора, а снаббер просто остается незадействованным. Осциллограммы работы таких снабберов отдельно приводиться не будут, ведь они один в один повторят осциллограммы рис. 8 и 2 соответственно.

           

           Рис. 8. RС-снаббер 0,22 мкФ/10 Ом

           Отдельно следует сказать об активном ограничении напряжения снаббера супрессором или варистором. Такие схемы представляют собой ограничитель (супрессор/варистор), установленный либо также на шинах питания, либо параллельно каждому ключу. Зачастую последовательно им ставят резисторы, чтобы ограничить ток импульса, но это, как и в случае с вышеописанным RC-снаббером, категорически неправильно, поскольку неминуемо приводит к ухудшению защитных функций цепи.

           

           Рис. 9. RС-снаббер 0,22 мкФ/40 Ом

           На рис. 10 и 11 приведены импульсы выключения без конденсаторов (изменения относительно рис. 2) для супрессора и варистора соответственно.

           

           Рис. 10. Ограничение напряжения супрессором на 800 В

           

           Рис. 11. Ограничение напряжения варистором на 800 В

           Как видим из рисунков, принципиальных различий нет, кроме явно большей собственной емкости варистора относительно супрессора, емкость которого измеряется пикофарадами или в худшем случае десятками пикофарад. Однако супрессор для транзисторных инверторов в большей степени предпочтителен, в то время как варистор чаще используется в тиристорных схемах. Объясняется это нагрузочными и временными характеристиками: для транзисторных преобразователей критично быстродействие, оно должно составлять не более десятков наносекунд, но и длительность работы супрессора редко превышает сотни наносекунд, то есть импульсная мощность относительно небольшая. Для тиристорных преобразователей такое быстродействие не нужно, зато критична импульсная мощность защитного элемента, так как время воздействия на него может исчисляться микросекундами.

           Задержка срабатывания супрессора наглядно показана на рис. 12. Здесь приведено выключение транзистора в схеме нижнего ключа на активно индуктивную нагрузку; режим одиночного импульса.

           В тестовой схеме рис. 12 также отсутствуют снабберные конденсаторы. Очень хорошо видна полка ограничения на уровне 820 В, однако перед нею столь же хорошо виден импульс, возникший из-за задержки срабатывания супрессора. Время задержки — порядка 10–20 нс, амплитуда выброса за это время достигает 1200 В, что недопустимо для транзистора 12-го класса. Именно поэтому супрессоры «в чистом виде» применяются редко; параллельно им почти всегда ставят все те же С- или RC-снабберы.

           

           Рис. 12. Ограничение напряжения супрессором на 800 В

           Итак, какая схема снаббера предпочтительна?

           Применение RCD-снабберов, показанных на рис. 1 и 2, перешло в область инверторов на транзисторах с полевым управлением из преобразователей на основе тиристоров и биполярных транзисторов и в виде защитного элемента собственно транзистора неприменимо в принципе.

           RC-снабберы не лучше простого С-снаббера (поскольку это не RC-фильтр); резистор только ухудшает его функции и для пленочных, тем более специализированных снабберных, конденсаторов не нужен. В тиристорных преобразователях — да, резистор зачастую необходим, здесь мощность импульса значительно больше, но в транзисторных — нет, за исключением разве что уникальных изделий.

           С-снаббер, устанавливаемый на каждом ключе, ничем не превосходит одиночный конденсатор, установленный на шинах питания, преимуществ в такой схеме нет. Но есть минусы: зависимость номинала конденсатора от нагрузки, что значительно усложняет расчет схемы, а значит, снижает и надежность.

           Для защиты от перенапряжения необходимо и использование активного ограничителя — супрессора, устанавливаемого аналогично между шинами питания.

           Таким образом, наилучший снаббер — это установленные между «+U» и «–U» конденсатор и параллельно ему последовательная сборка (до нужного напряжения) супрессоров. Если полумосты по топологии разнесены (например, несколько полумостов в отдельных модулях), такая сборка ставится на каждом полумосте. Если сборка инвертора в одном корпусе, то устанавливается один снаббер. Все прочие схемы избыточны и в конечном счете, кроме ухудшения защитных функций и усложнения конструкции, ничего не привносят.

           Тип конденсатора — обязательно пленочный К73-17 или К78-2; керамические конденсаторы, а тем более чип-конденсаторы категорически не подходят. Причина тому не в паразитных составляющих данных типов конденсаторов (это мнение распространено, но ошибочно), а просто в большей устойчивости пленочных конденсаторов к импульсной перегрузке. Специализированные снабберные конденсаторы (например, серии В32682–В32686 от Epcos и т. п.) фактически представляют собой все тот же пленочный К73-17, только побольше и с выводами потолще (для уменьшения индуктивности); принципиальных отличий нет.

           Номинал конденсатора составляет 0,1–0,33 мкФ, в подавляющем большинстве случаев 0,22 мкФ. Большие или меньшие номиналы, конечно, применяются, но гораздо реже и «по месту», например при очень мощных обратных выбросах, в преобразователях на частоту 200 кГц и т. п. В этом, к слову, еще одно преимущество данной схемы снаббера: номинал не зависит от характеристик нагрузки, конденсатор никак не привязан к фазным выходам. Сродни конденсаторам, устанавливаемым по питанию микросхем: в любых схемах, старых и новых, СВЧ и DC, любые микросхемы, почти всегда 0,1 мкФ. Аналогично и здесь: почти всегда 0,22 мкФ.

           Так как же должен выглядеть оптимальный снаббер, по крайней мере для первого включения преобразователя? Пленочный конденсатор по питанию инвертора 0,22 мкФ и параллельно ему супрессор. Если силовых модулей несколько, то ставится на каждый полумост по такой сборке. Все. Доказательством такого подхода служит опыт производителей силовых блоков инверторов, таких как Powerex, APS, Infineon. Во всех этих силовых инверторах применяются полумосты в «стандартном» конструктиве 62 мм, и на каждом полумосте стоит один конденсатор по питанию типа В32686 емкостью 0,22 мкФ и параллельно ему супрессоры. Другие схемы не применяются. Автор по крайней мере других вариантов не встречал. А это преобразователи, заметьте, работающие со всевозможной нагрузкой, в различных применениях, мощностью до десятков и сотен киловатт. И тогда что уж говорить о типовом инверторе на пару-тройку киловатт? Отсюда и утверждение: «снаббер — это просто»!