Где применяются волноводные фильтры свч

Волноводные фильтры

Фильтры диапазона СВЧ обычно представляют собой каскадное соединение объемных резонаторов. Получили распространение два способа включения резонаторов в цепочку: непосредственное (фильтры с непосредственными связями — рис.1), с помощью отрезков линии (фильтры с четвертьволновыми связями — рис.2).

Рисунок 1. Схематическое изображение фильтра с непосредственными связями между резонаторами

К преимуществам фильтров с четвертьволновыми связями относится удобство их настройки, которая может осуществляться поэлементно.

К недостаткам — большие габариты, а также ограничения по полосе частот (не более 10-15%), в которой сохраняется приемлемая точность расчета.

Метод расчета включает в себя два этапа: сначала рассчитывается некоторая, принятая в качестве прототипа, схема из LC элементов, далее этой схеме ставится в соответствие фильтр СВЧ и определяются параметры всех его объемных резонаторов. Прототипом принят полосно-пропускающий фильтр, изображенный на рис.3; задачей его расчета является определение нагруженных добротностей Q контуров по заданной частотной характеристике рабочего затухания (собственная добротность контуров предполагается при этом бесконечной).

Рисунок 2. Схематическое изображение фильтра с четвертьволновыми связями

После расчета прототипа переход к фильтру СВЧ облегчается изменением прототипной схемы и приведением ее к виду, изображенному на рис.4.

Рисунок 3. Схема прототипа

Рисунок 4. Видоизмененная схема прототипа

Эквивалентность схем, изображенных на рис.3 и 4, сохраняется в полосе до 20%; причиной ограничений является частотная чувствительность четвертьволновых отрезков линии.

Рисунок 5. Частотная характеристика прототипа

Ниже дана последовательность операций синтеза прототипа. Прежде всего необходимо задать шесть величин, характеризующих требуемые электрические свойства фильтра(рис.5):

граничные частоты полосы пропускания f_п и f_-п;

граничные частоты заграждения f_з и f_-з;

максимальное затухание в полосе пропускания b_п (или допуск на рассогласование |Г|_мах);

минимальное затухание в полосе заграждения b_з.

Первый этап синтеза состоит в выборе конкретной формы функции рабочего затухания. Наиболее распространены два вида этой зависимости:

и максимально плоская

Где T_n — полином Чебышева 1-го рода n-го порядка;

n — число звеньев фильтра;

h — амплитудный множитель;

S — масштабный множитель;

— добротность (по уровню 3 дБ) фильтра с максимально плоской характеристикой.

Для чебышевского фильтра:

и для фильтра с максимально-плоской характеристикой:

Второй этап синтеза заключается в определении коэффициента передачи Т₁₁ по заданному в виде функции квадрату его модуля. Для этой цели необходимо найти корни уравнения

и представить функцию рабочего затухания в виде произведения двух комплексно-сопряженных множителей:

Где ₁, ₂,…, _n — корни, расположенные в верхней полуплоскости комплексной переменной ;

В качестве Т₁₁ выбираем тот из сомножителей в (), корни которого лежат в верхней полуплоскости, т.е. соответствуют устойчивому полиному.

Третий этап синтеза состоит в определении сопротивления холостого хода Z_xx фильтра по найденному значению Т₁₁. Если в заданной функции рабочего затухания полином — нечетный, то фильтр будет симметричным; его сопротивление холостого хода следует определять по формуле:

Если же — четный полином, то соответствующий фильтр антиметричный и сопротивление холостого хода вычисляется по формуле:

В последнем случае в схеме может понадобиться идеальный трансформатор, обеспечивающий ; это характерно для чебышевских фильтров с четным числом звеньев.

Четвертый этап синтеза заключающийся в определении числовых значений ветвей лестничной схемы. С этой целью найденное значение сопротивления холостого хода Z_xx разлагается в цепную дробь:

и коэффициенты к₁, к₂,_…, к_n отождествляются с элементами лестничной схемы. Если синтезируется полосно-пропускающий фильтр, то и к₁, к₂,_…, к_n соответствуют добротностям параллельных и последовательных контуров в ветвях лестничной схемы.

Приведенный выше метод в первоначальном своем виде неудобен при расчетах вследствие громоздкости и значительной вероятности ошибок.

Известны два способа преодоления этих трудностей. В первом способе выявляются общие закономерности в распределении добротностей контуров лестничной схемы; эти закономерности исследуются при разложении Z_xx в цепную дробь и затем (по индукции) обобщаются. Наиболее простой закон распределения добротностей в фильтре с максимально плоской характеристикой:

где Q_m — требуемая добротность m-го звена;

Q_ф — заданная добротность всего фильтра;

n — число звеньев фильра.

Второй способ преодоления расчетных трудностей заключается в полной каталогизации всех трудоемких процессов расчета.

Приведем пример расчета полосно-пропускающего фильтра (ППФ) по следующим произвольно заданным характеристикам:

тип характеристики — чебышевский.

1. Определим число звеньев фильтра:

Определяем нормированную добротность каждого звена фильтра пользуясь табулированными значениями приведенными в [ ]:

3. Находим абсолютные значения добротностей:

4. Вычислим начальные добротности:

с той лишь разницей, что контуры расположенные не на краях цепочки, а внутри имеют приращение вместо .

5. По графикам приведенным в [1,2] находим соответствующие проводимости индуктивных неоднородностей:

6. По графику в [1,2] находим относительные, а затем и абсолютные значения диаметров штырей:

7. Определим длину объемных резонаторов:

8. Вычислим расстояние между контурами:

Для объективной оценки основных параметров СВЧ фильтров специалисты используют понятие габаритного индекса потерь (G) [3,7], которое включает такие характеристики, как объем, затухание, избирательность, число звеньев и полосу пропускания.

Полоснопропускающий фильтр, имеющий наименьшую величину габаритного индекса потерь, считается оптимальным. Экспериментальные значения G для основных типов ППФ СВЧ для различных диапазонов длин волн приведены в [3]; исходя из них следует, что критерий качества фильтра (габаритный индекс потерь) ограничен по своему наименьшему значению.

Среднее значение G для длины волны см составляет 0,8 .

Рассчитаем G по следующей формуле:

где — потери ППФ;

V — эффективный объем ППФ в ;

n — число резонаторов;

— относительная полоса пропускания.

Вывод: фильтр рассчитан рационально.

Идея использования многослойных структур для фильтрации электромагнитных волн первоначально была успешно реализована в оптическом диапазоне. В 60 — 70-е годы эти же принципы фильтрации были перенесены в СВЧ диапазон, где в качестве волноведущих элементов широко используются как различные типы линии передачи, так и волны в свободном пространстве. Основными преимуществами, которые достигаются в таких фильтрах, являются: широкий частотный диапазон использования (0,5…30 ГГц); простота конструкции; низкий уровень вносимых потерь; высокий уровень пропускаемой мощности (до нескольких киловатт). К недостаткам ВДР, использующих традиционные волноведущие конструкции, следует отнести большие поперечные размеры, которые в основном определяются поперечными размерами волновода, и довольно низкие значения нагруженной добротности резонансных звеньев, что вынуждает увеличивать их число.

Для устранения отмеченных недостатков используют три направления:

1. Применение в качестве резонаторов структуры типа «А- сэндвич» с четвертьволновыми связями. Здесь нагруженная добротность существенно возрастает, но поперечное сечение остаётся довольно большим, так как необходимо обеспечить режим распространения основной волны на участке четвертьволновой связи.

2. Увеличение относительной диэлектрической проницаемости диэлектрических элементов, что приближает их к диэлектрическим резонаторам.

Однако спектр собственных колебаний ДР оказывается весьма насыщенным , в результате чего возможно появление нежелательных побочных полос пропускания в фильтрах, если не приняты специальные меры для их подавления.

3. Одновременное уменьшение поперечных размеров линии передачи и увеличение проницаемости ДЭ, когда рабочие частоты оказываются ниже критической частоты основной волны регулярной линии передачи (запредельный режим). В конструкции фильтра тогда можно достаточно четко выделить отрезки линий передачи с распространяющимися или затухающими волнами, которые чередуются в определённой последовательности. Такие фильтры естественным образом сопрягаются с СВЧ элементами, выполненными на волноводах, полностью заполненных диэлектриком, что создаёт условия для комплексной миниатюризации СВЧ устройств. Запредельные области легко создаются за счет нарушения однородности диэлектрического заполнения. Эти же области благоприятствуют разрежению спектра собственных колебаний резонансных элементов ВДФ.

Одномодовые волноводно — диэлектрические фильтры.

Для описания ВДР с плоскими слоями удобно ввести понятие обобщённого резонансного звена.

Частотные фильтры СВЧ, аналитические методы их расчета

В технике СВЧ, как и в технике более низких частот, часто возникает необходимость частотных фильтров. Волноводные частотные фильтры имеют не только конструктивные, но и принципиальные отличия от обычных фильтров, хотя в них используются реактивные элементы. Обычно в качестве реактивных элементов применяются поперечные диафрагмы и штыри и волноводные шлейфы.

Волноводные частотные фильтры, так же как и фильтры с сосредоточенными элементами, характеризуются полосой пропускания 2А/ и добротностью Q. Добротность фильтра определяется по аналогии с колебательным контуром:

где fo — средняя частота полосы пропускания (резонансная частота).

В волноводном тракте применяются фильтры верхних частот, полосовые и заграждающие (режекторные) фильтры. Фильтр нижних частот создать невозможно, так как волновод не пропускает энергию на частотах меньше критической. Рассмотрим часто применяемые в волноводной технике полосовые и заграждающие фильтры.

Полосовые частотные фильтры

Большинство типов полосовых фильтров представляют собой отрезки волноводов с реактивными неоднородностями в виде диафрагм или штырей. Расположение неоднородностей и их проводимости выбирают так, чтобы на резонансной частоте фильтра f₀ волны, отраженные от неоднородностей, компенсировали друг друга. Иными словами, при f=fo входная проводимость фильтра должна быть равна волновой проводимости волновода:

В этом случае коэффициент отражения фильтра равен нулю, поэтому вся подводимая мощность будет проходить через фильтр к нагрузке. На других частотах вышеприведенное равенство выполняться не будет, следовательно, появится отраженная волна и проходящая через фильтр мощность уменьшится.

Зависимость мощности, проходящей через фильтр, от частоты определяется частотной характеристикой

где Р₀иР — мощности на входе и выходе фильтра соответственно.

Примерный вид частотной характеристики полосового фильтра показан на рис. 1.69. Полосовыми фильтрами в волноводах являются обычные согласующие устройства, так как они обеспечивают полное согласование только на одной частоте, а на других частотах имеет место отражение. Однако такие фильтры можно осуществить только в несогласованных трактах, а их частотные характеристики, как правило, не удовлетворяют практическим требованиям.

Рис. 1.69. Частотная характеристики полосового фильтра

Рис. 1.70. Полосовой частотный фильтр: а — конструкция фильтра на основе резонансной диафрагмы в волноводе; 6 — его эквивалентная схема

Простейшим полосовым частотным фильтром, имеющим практическое применение, является резонансная диафрагма в волноводе (рис. 1.70, а). Эту диафрагму можно рассматривать как комбинацию емкостной и индуктивной диафрагм, поэтому ее эквивалентную схему удобно представить в виде параллельного колебательного контура (рис. 1.70, б). При равенстве емкостной и индуктивной проводимостей колебательный контур будет настроен в резонанс. Известно, что при этом его сопротивление бесконечно велико (если нет потерь), значит, при параллельном включении контура (рис. 1.70, б) он не влияет на распространение энергии в линии. Следовательно, на резонансной частоте волновод с резонансной диафрагмой будет электрически гладким и отражений не будет.

При уходе частоты от резонансной диафрагма имеет емкостную или индуктивную проводимость, поэтому часть проходящей по волноводу мощности отражается. Следовательно, резонансная диафрагма является полосовым частотным фильтром.

Резонансная частота фильтра зависит от размеров и формы окна диафрагмы. Применяются резонансные диафрагмы с различной формой окон (рис. 1.71). Экспериментально установлено, что для диафрагмы с прямоугольным окном резонанс наступает при условии равенства волновых сопротивлений по напряжению основного волновода и суженного участка, которым является диафрагма, т. е. при выполнении равенства

где а’ и У — соответствующие размеры диафрагмы.

Рис. 1.71. Примеры различных резонансных диаграмм в волноводе

Диафрагмы с другими формами окон резонируют, если периметр отверстия примерно равен длине волны. Так как резонансные диафрагмы имеют небольшую добротность, они не позволяют получить узкую полосу пропускания и хорошую избирательность. Их электрическая прочность мала.

Наибольшее распространение получили полосовые фильтры, образованные несколькими реактивностями, включенными в волновод на определенном расстоянии друг от друга. Две соседние реактивности образуют волноводную резонансную камеру. В зависимости от числа реактивностей различают однокамерные, двухкамерные, трехкамерные и т. д. фильтры.

Однокамерный полосовой фильтр представляет собой отрезок, ограниченный двумя одинаковыми индуктивными диафрагмами (рис. 1.72).

Рис. 1.72. Конструкция однокамерного полосового фильтра (а) и схема его замещения (6)

Расстояние между диафрагмами называется длиной камеры. Принцип работы фильтра удобно рассмотреть с помощью круговой диаграммы проводимостей. Проводимость в любом сечении согласованного волно- водного тракта (рис. 1.73) равна волновой проводимости волновода:

Если в некоторое сечение I тракта установить индуктивную диафрагму с проводимостью В и, то суммарная приведенная проводимость в этом сечении Y <=1 — jB‘_LX.

Диафрагма создает отраженную волну, поэтому слева от нее в волноводном тракте установится режим смешанных волн. Зная трансформирующие свойства отрезков длинных линий, можно утверждать, что имеется некоторое сечение II, расположенное на расстоянии /_к от сечения I, в котором реактивная составляющая проводимости равна по величине и противоположна по знаку реактивной составляющей проводимости

в сечении I, т. е. = 1 + jB[.

Если в сечение II включить точно такую же индуктивную диафрагму, что и в сечение I (рис. 1.72), то суммарная приведенная проводимость в сечении II

Итак, проводимость в сечении II, т. е. входная проводимость фильтра, равна волновой проводимости, поэтому слева от сечения II установится режим бегущих волн (волна, отраженная от сечения II, компенсирует волну, отраженную от сечения I). Таким образом, две одинаковые индуктивные диафрагмы, включенные в согласованный волновод на расстоянии /_к одна от другой, не вызывают отражения ЭМЭ. Однако это справедливо только для резонансной частоты fo. Если изменить частоту сигнала, то изменится длина волны в волноводе, а следовательно, и электрическая длина камеры /’ (так как расстояние между диафрагмами /_к не меняется).

Рис. 1.73. Круговая диаграмма проводимостей фильтра

Рис. 1.74. Характер изменения КСВ в тракте перед фильтром при изменении частоты

Рис. 1.75. Эквивалентная схема волно вода с резонансной камерой

Рассмотрим характер изменения коэффициента стоячей волны (КСВ) в тракте перед фильтром при изменении частоты (рис. 1.74), откуда видим, что резонансная камера, образованная двумя индуктивными диафрагмами, в диапазоне частот ведет себя как полосовой фильтр. Поэтому резонансная камера, подобно резонансной диафрагме, эквивалентна параллельному колебательному контуру (рис. 1.75).

Основным параметром фильтра является полоса пропускания, которая определяется нагруженной добротностью

Нагруженную добротность резонансной камеры, образованной двумя индуктивными диафрагмами, можно определить по формуле

При больших проводимостях ( В[> 10) можно утверждать, что

Тогда формулу (1.32) запишем так:

Из формулы (1.33) видим, что для увеличения добротности нужно увеличивать проводимость диафрагм, т. е. уменьшать размер окон. Следовательно, полоса пропускания фильтра зависит от величины проводимости (от размера окон) диафрагм. При известной величине приведенной проводимости индуктивных диафрагм ширина окон связи d определяется из выражения

где t — толщина диафрагмы.

От величины проводимости диафрагм зависит также и длина камеры, которую можно определить по круговой диаграмме.

Из диаграммы рис. 1.73 видим, что длина камеры всегда меньше

Из выражения для входной проводимости фильтра при f=fo определяется величина А:

Работа фильтра не нарушится, если расстояние между диафрагмами увеличить на целое число полуволн. Тогда выражение (1.35) примет следующий вид:

где т = 0, 1, 2, 3.

При увеличении длины камеры уменьшаются искажения частотной характеристики фильтра, вызванные взаимодействием полей волн высших типов, возбуждаемых диафрагмами. Увеличение длины камеры приводит и к увеличению добротности, так как добротность объемных резонаторов пропорциональна их длине. Длина камеры увеличивается иногда по конструктивным соображениям.

Кроме рассмотренной, применяются и другие конструкции резонансных камер. Например, камера может быть образована несимметричными индуктивными или емкостными (рис. 1.76, а, б, в) диафрагмами.

Рис. 1.76. Различные конструкции резонансных камер

Несимметричные емкостные диафрагмы (рис. 1.76, а, в) менее удобны по конструктивным соображениям. Кроме того, они способствуют возбуждению волны высшего типа Н20, ближайшей к основной волне, поэтому взаимодействие полей высших типов будет сильнее, чем при симметричных диафрагмах. Емкостная диафрагма значительно ухудшает электрическую прочность волновода по сравнению с индуктивной, а также вносит большие потери. По указанным причинам эти типы диафрагм применяют редко.

В последнее время широко используются полосовые фильтры, у которых резонансные камеры образованы индуктивными штырями (рис. 1.77).

Такая камера имеет более высокую добротность, так как штыри вносят меньшие потери, чем диафрагмы.

Однокамерные полосовые фильтры не позволяют получить достаточно узкую (менее 10 %) полосу пропускания. Это связано с тем, что для сужения полосы пропускания (повышения добротности) следует значительно увеличить реактивность диафрагм. При этом размер окон диафрагм уменьшается, а КСВ в камере растет, что резко ухудшает электрическую прочность тракта. Кроме того, частотная характеристика однокамерного фильтра пологая, поэтому его избирательность мала. Чтобы получить узкую полосу пропускания и хорошую избирательность, применяют многокамерные фильтры.

Рис. 1.77. Конструкция полосового фильтра с индуктивными штырями

Рис. 1.78. Частотные характеристики двухкамерного фильтра при различной степени связи камер

Многокамерные волноводные фильтры образуются из двух, трех, четырех и большего числа резонансных камер, связанных между собой. Такие фильтры в некотором отношении можно сравнить с низкочастотными многозвенными фильтрами. Например, многокамерный волноводный фильтр, подобно многозвенному, имеет не одну, а несколько резонансных частот. Число резонансных частот равно числу камер фильтра, поэтому частотная характеристика имеет несколько максимумов, соответствующих числу резонансных частот. Расположение максимумов зависит от степени связи камер (рис. 1.78). При связи больше критической (кривая 1) число максимумов равно двум, т. е. числу связанных камер. При критической связи (кривая 2) максимумы совмещаются, получается максимально плоская частотная характеристика. Если связь меньше критической (кривая 3), то имеется один максимум, но по величине он меньше максимума, ответ- ствующего критической связи.

Таким образом, частотная характеристика двухкамерного фильтра совпадает с частотной характеристикой двух связанных контуров. Вследствие такого сходства многие типы волноводных камерных фильтров можно представить в виде эквивалентных схем с сосредоточенными реактивностями.

В зависимости от способа связи соседних камер различаются многокамерные фильтры:

• • с непосредственной связью;
• • с объемной связью.

Наиболее часто применяются фильтры, имеющие симметричную структуру, так как они позволяют получить лучшее согласование на резонансной частоте и более удобны в конструктивном отношении. В симметричных фильтрах первая и последняя, вторая и предпоследняя камеры и т. д. одинаковы.

В фильтрах с непосредственной связью камеры связаны через общую реактивность, величина которой определяет степень связи.

Волноводные полосовые фильтры с непосредственной связью применяются там, где требуется очень узкая полоса пропускания, но необходимы сравнительно небольшие габариты. Если полоса пропускания меньше 1 %, то связи между камерами становятся очень критическими, что вызывает большие трудности при изготовлении и настройке фильтров. Эти трудности объясняются тем, что настраиваются не отдельные камеры, а весь фильтр. Обычно в таких фильтрах более четырех камер не применяют.

Волноводный полосовой фильтр с объемной связью состоит (рис. 1.79) из самостоятельных резонансных камер длиной /_к.

Каждая камера образуется двумя идентичными диафрагмами. Камеры соединяются между собой отрезками волноводов длиной /. Таким образом, камеры связаны не посредством общих диафрагм, а через некоторый объем, образованный отрезком волновода (отсюда название фильтра). Степень связи в этом случае зависит от длины отрезков. Практически расстояние / между камерами берется примерно равным 0,25А,_В или, в общем слу-

чае, —-— л_в, поэтому часто такие фильтры называют фильтрами

с четвертьволновыми связями.

В радиолокационной технике используются фильтры, состоящие из

двух резонансных диафрагм, включенных на расстоянии — друг от друга

(рис. 1.80, а). Каждая резонансная диафрагма эквивалентна параллельному колебательному контуру, поэтому камера, образованная двумя диафрагмами, эквивалентна Г-образному полузвену полосового фильтра (рис. 1.80, б). Часто такие камеры выполняют две функции: фильтра и высокочастотного разрядника.

Рис. 1.79. Волноводный полосовой фильтр с объемной связью

Рис. 1.80. Полосовой фильтр: а — состоящий из двух резонансных диафрагм, включенных на расстоянии друг от друга; о — его эквивалентная схема

Многокамерные полосовые фильтры с объемными связями более просты в производстве, так как отдельные камеры могут настраиваться независимо друг от друга.

Недостатком таких фильтров является то, что их габариты, на 25^40 % больше габаритов соответствующих фильтров с непосредственной связью. В этом отношении более целесообразно использовать в многокамерных фильтрах с объемной связью резонансные диафрагмы. Однако, как уже указывалось, они имеют малую добротность и не могут применяться в узкополосных фильтрах.

Где применяются волноводные фильтры свч

Фильтры являются важнейшим пассивным компонентом любой базовой станции и ретранслятора высокочастотной системы. Важность этого компонента обусловлена необходимостью обеспечить избирательность системы по частоте, чтобы не создавать помех другим системам, например, телевизионным или специальных служб, использующих другой частотный диапазон, и не принимать их сигналы, создающие помехи собственной системе, в которой они установлены. Фильтры различаются по типам в зависимости от их функционального назначения. В настоящем руководстве мы кратко остановимся только на основных общих характеристиках фильтров.

Все электронные фильтры, подобно фильтрам для воды, предназначены для удаления вредоносных объектов. Для электронных систем такими объектами являются побочные или соседние сигналы, а также любые иные помехи. Кроме того, фильтры пропускают только полосу частот рабочих сигналов конкретной системы, препятствуя приему сигналов других систем. Далее мы кратко рассмотрим принципы работы фильтров.

1. Типы фильтров

По параметру «полоса пропускания» фильтры подразделяются на 7 типов.

(1). Фильтр нижних частот (ФНЧ).

Рисунок 1-1. АЧХ фильтра нижних частот

Фильтр нижних частот, как и следует из названия, пропускает нижние частоты входного сигнала, при этом подавляя частоты выше частоты среза. Эти фильтры используются для подавления пульсаций напряжения на выходе выпрямителей переменного тока и в системах передачи данных для подавления высокочастотных помех, а именно паразитных сигналов и гармоник высшего порядка. В сочетании с полосовыми фильтрами ФНЧ часто используется для борьбы с джиттером и другими подобными шумами, вызываемыми различными компонентами системы. Он также может использоваться в дуплексерах для улучшения его частотных характеристик и подавления гармоник высшего порядка, хотя при этом как дополнительный элемент схемы и будет вызывать определенные потери, что необходимо учитывать при разработке, не говоря уже об увеличении требуемого пространства и стоимости.

(2). Полосовой фильтр (ПФ)

Полосовой фильтр используется наиболее часто и предназначен для пропускания только определенной полосы частот, отсекая все остальные составляющие ниже и выше этой полосы. Он является обязательным компонентом для всех систем передачи данных, поскольку разделение частот, используемых ими, зачастую весьма незначительное, и это может привести возникновению интерференционных помех между ними.

Рисунок 1-2. АЧХ полосового фильтра.

На рисунке 1-2 изображена амплитудно-частотная характеристика полосового фильтра, из которой видно: чем острее угол среза (спада) « b », тем большей избирательностью по частоте обладает фильтр. Это важнейшая характеристика полосового фильтра, от которой зависит коэффициент передачи падающей волны от входа к выходу ( S 21) или вносимые потери: чем острее угол среза « b », тем выше коэффициент затухания, а значит избирательность фильтра, но ниже коэффициент передачи, определяемый размерами отрезка « a », а значит и выше вносимые потери. Это основная дилемма, которую решают инженеры при проектировании полосовых фильтров и вынуждены искать оптимальный компромисс между этими величинами. В любом случае, полосовой фильтр является обязательным компонентом для любой приемо-передающей системы.

(3). Фильтр верхних частот (ФВЧ)

Фильтр верхних частот, как следует из названия, пропускает только верхние частоты и срезает нижние. В настоящее время этот тип пассивного компонента используется реже остальных поскольку чем выше частота, тем больше потери мощности в фильтрах. Поэтому в высокочастотных системах при проектировании ФВЧ инженеры также вынуждены искать оптимальный компромисс.

Рисунок 1-3. АЧХ фильтра верхних частот.

(4). Полосовой заграждающий фильтр

Заграждающий или режекторный фильтр не пропускает колебания некоторой определённой полосы частот и пропускает колебания с частотами , выходящими за пределы этой полосы. Заграждающий фильтр предназначен, главным образом, для подавления внутриполосных помех, вызванными интерференцией соседних частот. Это его свойство часто используется для проведения проверки влияния соседних или побочных сигналов и джиттера. Как компонент высокочастотных телекоммуникационных систем чаще всего он используется в супергетеродинах для формирования промежуточной частоты из исходного сигнала, содержащего звуковой и видеоконтент или пакеты других данных для последующего его модулирования и преобразования в высокочастотный сигнал, пригодный для передачи на достаточно большие расстояния. Хотя в настоящее время используются и другие методы преобразования сигналов для передачи данных, они, как правило, используются для удешевления и уменьшения размеров оборудования систем, поэтому для качественной передачи метод гетеродинирования до сих пор остается актуальным.

Рисунок 1-4. АЧХ заграждающего фильтра

Дуплексер представляет собой частотно-разделительный фильтр, то есть устройство , предназначенное для разделения сигналов приема и передачи с использованием одной общей антенны как для приёма, так и для передачи. Практически это сочетание двух полосовых фильтров: для принимаемого и для передаваемого сигнала, поэтому при конструировании дуплексера основной задачей является избежать интерференции этих двух сигналов в рамках достаточно узкого диапазона частот. Таким образом, качество разделения сигналов двух частот является ключевой характеристикой дуплексера. Конструктивно дуплексер имеет три разъема, один из которых предназначен для подключения к антенне, а два других для приемника и передатчика.

(6). Диплексер, мультиплексер

Принципы работы диплексера и дуплексера очень похожи. Различаются они только количеством и типами используемых фильтров. Как уже было сказано выше, в дуплексере обычно используется два полосовых фильтра: один для приемного и один для передающего сигнала. В диплексерах используется комбинация фильтров низких и высоких частот или нескольких полосовых фильтров для различных частот.

Другие модификации диплексера: триплексеры и мультиплексеры применяются в системах, использующих три, четыре и более каналов различных частот. Основная причина использования таких многоканальных систем – их удешевление за счет сокращения используемого оборудования.

Итак, в диплексере используется две отдельные антенны для приема и передачи, для каждой из которых требуется полосовой фильтр, в то время как в дуплексере при использовании одной антенны потребуется также два полосовых фильтра. Однако использование только одной антенны и одного общего блока полосовых фильтров существенно удешевляет систему и экономит используемое пространство.

(7). Модульный фильтр

Поскольку любой фильтр не используется без сочетания с другими необходимыми компонентами схемы или как в мультиплексорах используется несколько различных фильтров, разумно создавать общие готовые решения, сочетающие в себе эти различные компоненты. Один из таких вариантов, предлагаемый сегодня, это, так называемый, модуль фильтра. В этих модулях в дополнение к фильтру могут быть встроены такие функциональные компоненты как ответвитель, защитный разрядник или малошумящий усилитель. Ответвитель с фильтром, например, может использоваться для подключения измерительных приборов при тестировании, а разрядник, в свою очередь, обеспечивают защиту фильтра от перенапряжений.

2. Типы фильтров по амплитудно-частотной характеристике полосы пропускания

Выше были описаны семь типов фильтров, классифицируемых по диапазону частот, которые они пропускают или другими словами в зависимости от того, в какой области частот находится их полоса пропускания. По характеру АЧХ самой полосы пропускания фильтры принято делить на два вида: фильтр Баттерворта и фильтр Чебышева.

Рисунок 2-1. АЧХ фильтра Баттерворта Рисунок 2-2. АЧХ фильтра Чебышева

На рисунках 1-5 и 1-6 представлены АЧХ обоих фильтров, которые существенно различаются по величине потерь внутри полосы, остаточным пульсациям и крутизне спада. Как видно из графика АЧХ фильтра Баттерворта на частотах полосы пропускания гладкая, а внутренние потери не велики. Это означает, что при достаточном выделении рабочей частоты и небольших внутренних потерях, соседние частоты не подавляются полностью. В фильтре Чебышева линия спада более крутая, что означает более значительное подавление соседних частот и выделение рабочей, чем в фильтре Баттерворта. При этом остаточные пульсации, а значит и потери в фильтре Чебышева больше. Эти различия и являются основными условиями при выборе того или другого фильтра.

Таким образом, основной неизбежный недостаток фильтра Чебышева, при всех остальных его достоинствах — это остаточные пульсации, которые, например, для повторителя рассчитываются как сумма пульсаций на каждом выходе фильтра или нескольких фильтров. Наряду с вносимыми потерями, пульсации являются вредоносным фактором для полезного сигнала, поэтому проектировщики стремятся уменьшить их величину различными способами. В настоящее время стандартная величина остаточных пульсаций составляет 50-60% от вносимых потерь.

Для измерения потерь фильтра используются АЧХ спектра гармоник, которые и определяют в конечном итоге крутизну спада выходной АЧХ сигнала, но при этом и увеличивают потери в фильтре.

Рисунок 2-3. АЧХ гармоники 3-го порядка ФНЧ Рисунок 2-4. АЧХ гармоники 4-го порядка ФНЧ

Как видно из АЧХ на рисунках 2-3 и 2-4, дополнительные реактивные элементы вносят и дополнительные внутренние потери. Так потери в фильтре частот 4-го порядка ( b ) больше, чем в фильтре гармоник 3-го порядка ( a ) за счет ввода в схему еще одной катушки индуктивности и еще одного конденсатора. Однако, при этом, угол спада АЧХ частот 4-го порядка острее, что свидетельствует о более качественном разделении частот. Таким образом, проектировщики в этой ситуации вынуждены искать компромисс между этими двумя факторами: либо снижать внутренние потери, либо минимизировать интерференционные помехи между соседними частотами.

3. Типы фильтров по конструктивному исполнению

В зависимости от конструктивного исполнения и используемых элементов фильтры бывают индуктивно-емкостные ( LC -фильтр), резонаторные, гребенчатые, микрополосные, диэлектрические ( DR )), керамические и коаксиальные (трубчатые), волноводные фильтры и фильтры на поверхностных акустических волнах (ПАВ-фильтры).

(1). Индуктивно-емкостной фильтр ( LC -фильтр)

Индуктивно-емкостные фильтры обычно используются для диапазона низких частот до 2 ГГц и имеют, как правило, не высокую стоимость. Конструктивно они представляют собой традиционный колебательный контур: стандартную печатную плату с катушкой индуктивности и конденсатором. Небольшие размеры позволяют его использовать в портативных устройствах, например, мобильных телефонах. Они часто используются как согласующее звено с активными компонентами, например, усилителями или в блоках питания для подавления паразитных гармоник. Основной недостаток этих фильтров – высокие внутренние потери, которые минимизируются за счет тщательного подбора величин индуктивности и емкости. Катушки индуктивности и конденсаторы на печатных платах, как правило, не предназначены для высоких напряжений и очень чувствительны к его перепадам, и тем более не используются в системах с большой мощностью.

Рисунок 3-1. LC -фильтр

Микрополосковые фильтры используются для диапазона частот от 3 ГГц и несколько выше. Важным фактором для этих фильтров является длина волны (λ), которая, как известно, тем короче, чем выше частота. Таким образом, для достаточно высоких частот микрополосковые фильтры удобны тем, что позволяют сократить место на печатной плате. При этом с повышением частоты инженеры чрезвычайно ограниченно используют элементы с сосредоточенными параметрами из-за собственной частоты колебаний, которая изменяет характеристики катушки индуктивности и конденсатора. Это еще одна из причин для применения микрополосковые фильтров.

Конструктивно микрополосковые фильтры выполнены из открытых и коротких токопроводящих полос, размеры которых зависят от частоты: чем выше частота, тем короче длина волны, тем меньше размеры полос и фильтра в целом. Соответственно, для низких частот изготавливаются микрополосковые фильтры самых больших размеров. Ниже приведены рисунки с примерами таких фильтров для низких частот и для определенной полосы частот.

Рисунки 3-2 и 3-3 Варианты гребенчатых фильтров для низких частот

Рисунки 3-4 и 3-5 Варианты гребенчатых фильтров для определенной полосы частот

(2). Резонаторные фильтры

Резонаторные фильтры обычно применяются на базовых станциях и мощных ретрансляторах. Традиционно они изготавливаются из металла, но могут быть выполнены и из керамических диэлектрических материалов. Диапазон частот полосовых резонаторных фильтров из металла определяется их высотой: чем выше их высота, тем ниже диапазон частот, пропускаемый фильтром. Это очевидно, исходя из того, что чем ниже частота сигнала, тем больше длина его волны. Поскольку металлу свойственно расширяться при нагревании и сжиматься при охлаждении, такие резонаторы не всегда пригодны для установки вне помещений, если они не выполнены из специального сплава, что, конечно же, повышает их себестоимость.

Рисунок 3-6. Резонаторный фильтр

Резонаторные фильтры применяются в основном на базовых станциях и ретрансляторах с мощными сигналами на рабочих частотах не выше 3 ГГц.

(3). Диэлектрические резонаторные фильтры

Диэлектрический резонатор ( DR -фильтр)

Рисунок 3-7. Диэлектрический резонатор

Диэлектрические резонаторы из керамических материалов, как и резонаторы из металла, применяются на базовых станциях и в ретрансляторах систем связи. Как правило, они используются в качестве полосовых фильтров, которые и определяют рабочий диапазон частот системы. АЧХ диэлектрических резонаторов демонстрирует высокую крутизну спада при достаточно низких вносимых потерях по сравнению с традиционными резонаторами из металла, поэтому обеспечивает эффективную защиту от возникновения интерференции между соседними сигналами.

Из недостатков диэлектрических резонаторов можно отметить чувствительность к влажности, низкую устойчивость к ударам и относительно высокую стоимость. Хотя современная технология производства при высокой температуре под давлением обеспечивает довольно высокое качество изготовления керамических материалов, они, тем не менее, остаются хорошо впитывающими влагу, что является критичным для мест их установки. При этом себестоимость сырья для изготовления керамических резонаторов существенно дороже, чем для металлических. Кроме того, процесс изготовления металлических резонаторов проще и дешевле, они значительно прочнее керамических и влагостойки. Тем не менее, частотные характеристики керамических резонаторов значительно лучше по сравнению с металлическими, поэтому пользуются большим спросом.

Диэлектрические резонаторы используются в качестве фильтров для частот до 3 ГГц и могут быть выполнены даже для мегагерцового диапазона частот, но при этом их размеры будут слишком большие из-за увеличения длины волны на таких относительно низких частотах. Поэтому их не выпускают для частот ниже 1,5 ГГц.

Свойство пьезоэлементов сжиматься/расширяться при приложении к ним переменного тока, используются для генерирования резонансных колебаний определенной частоты, которая практически линейно зависит от размеров пьезоэлемента.

На рисунке 3-8 представлены различные варианты исполнения пьезорезонаторов с серебряным покрытием. Такое разнообразие связано с тем, что с увеличением количества резонаторов улучшается и крутизна спада АЧХ, но возрастают вносимые потери. Они часто используются в супергетеродинах для генерирования промежуточной частоты в приемниках FM -диапазона, поскольку хорошо пригодны для низкочастотного диапазона 100-300 МГц.

Рисунок 3-8. Пьезорезонаторы

(5). Коаксиальные фильтры

Коаксиальные фильтры представляют собой подобие отрезков коаксиального кабеля и обычно выполняют функции фильтра низких частот, включаемого между системой и антенной для снижения интерференции соседних сигналов и подавления боковой полосы частот.

Рисунок 3-9. Коаксиальный фильтр

(6). Волноводные фильтры

Волноводные фильтры используются в качестве фильтров для мощных высокочастотных телекоммуникационных систем. Регулирование диапазона частот осуществляется с помощью специального винта в волноводе. Они требуют тщательного ухода за чистотой их поверхности и защиты от минимальных повреждений.

Рисунок 3-10. Волноводный фильтр

(7). Фильтры на поверхностных акустических волнах (ПАВ-фильтры)

Для АЧХ ПАВ-фильтров характерна высокая крутизна фронта и спада, свидетельствующих о высокоэффективном подавлении соседних частот. Кроме того, даже по сравнению с индуктивно-емкостными фильтрами и фильтрами на пьезоэлементах, они имеют еще меньшие размеры и поэтому часто используются в мобильных телефонах.

Рисунок 3-11. АЧХ ПАВ-фильтра

Конструктивно ПАВ-фильтры представляют собой токопроводящие полосы гребенчатой структуры, размещенные на подложке из пьезоматериала, на которой и формируются поверхностные акустические волны. ПАВ-фильтр пропускает только сигналы с частотой близкой к частоте генерируемых поверхностно-акустических волн, подавляя все остальные частоты.

Рисунок 3-12. Конструкция ПАВ-фильтра

4. Критерии выбора фильтров. Спецификации.

При выборе фильтра прежде всего необходимо определить требуемый тип фильтра, например, фильтр низких частот или полосовой фильтр.

Фильтр низких частот обычно используется для подавления высокочастотных шумов от системы питания, гармоник высшего порядка и других паразитных сигналов, возникающих от активных компонентов системы.

Полосовой фильтр предназначен для выделения рабочей полосы частот (приемной и передающей) и задержки соседних частот с подавлением их паразитных элементов.

(2) Параметры АЧХ и электрические спецификации фильтров

Основными параметрами стандартной амплитудно-частотной характеристики фильтров являются центральная частота (Fc), частота среза, ширина полосы пропускания, вносимые потери (S21), возвратные потери (S11) и угол фронта/спада.

В настоящее время в качестве ключевых параметров используется коэффициент гармонических искажений и пассивные интермодуляционные искажения. Частота среза имеет спад на уровне примерно -3дБ, на котором начинают падать и вносимые потери (S21). На этом уровне определяется и ширина полосы пропускания полосовых фильтров.

Для полосовых фильтров основными параметрами являются центральная частота и ширина полосы пропускания (см. рисунок 4-1).

Рисунок 4-1. Параметры АЧХ фильтра

Под вносимыми потерями подразумеваются потери мощности в фильтре, которые определяет параметр S 21. Разумеется, что чем меньше этих потерь, тем лучше, но, как уже говорилось выше, уменьшение потерь влечет ухудшение крутизны спада АЧХ, а, следовательно, и избирательности фильтра. Фильтры с минимально возможными внутренними потерями и при этом максимально возможной избирательностью стоят существенно дороже, поскольку требуют больше трудозатрат при проектировании.

Отличным показателем возвратных потерь, они же параметр S 11, считается их уровень не больше – 20 дБ. Однако, на практике для некоторых систем требуется уровень возвратных потерь еще ниже. В спецификациях уровень возвратных потерь зачастую указывают без минуса, но следует иметь в виду, что эта величина всегда отрицательная.

Центральная частота (Fc) на рисунке АЧХ обозначена вертикальной линией по центру. Ширина полосы полосового фильтра определяется двумя перпендикулярами, проведенными через точку частоты среза и точку на кривой спада на уровне -3дБ ( f 1- f 2). Вносимые потери S 21 обозначены горизонтальной линией, параллельной оси частот и также проходящей через уровень -3дБ. На рисунке АЧХ обозначены также пульсации, то есть разность между максимальной и минимальной амплитудой колебаний сигнала, проходящего через фильтр. Чем меньше величина этого параметра, тем лучше, поскольку это вредоносный фактор, находящийся в зависимости от крутизны спада: чем острее угол спада, тем больше значение пульсаций. Поэтому среднее значение крутизны спада предпочтительнее.

Обычно, при проектировании реальных фильтров стремятся к тому, чтобы величина вносимых потерь была примерно в два раза больше значения пульсаций. Если согласно расчетам это соотношение нарушается, нужно посмотреть какой из этих параметров завышен и исправить это. В противном случае, такой продукт не будет соответствовать стандартам.

В настоящем руководстве часто упоминается термин крутизна спада/фронта. Правильно это называется амплитудно-частотной характеристикой, идеальная форма которой – прямоугольник. Однако в реальности фильтров с таким АЧХ не бывает, поэтому обычно она имеет форму колокола. Тем не менее, чем больше АЧХ фильтра стремится к идеальной прямоугольной форме, тем выше его избирательность, то есть тем лучше он подавляет паразитные сигналы, соседние частоты и шумы. Фильтры с оптимальной АЧХ, минимальными вносимыми потерями и низкими пульсациями встречаются редко. Они трудозатратны при разработке и изготовлении и поэтому очень дорогие. При выборе фильтра рекомендуется проконсультироваться со специалистами, которые помогут подобрать фильтр с оптимальными спецификациями по приемлемой цене.

Еще одной важной характеристикой фильтра, которая также может указываться в спецификациях – это его добротность, которая обычно обозначается буквой Q и рассчитывается как отношение центральной частоты к ширине полосы пропускания, то есть разности частот f 2 – f 1. Чем выше добротность, тем уже ширина полосы пропускания и тем острее угол фронта/спада и выше избирательность, а значит и качество фильтра – именно это и означает латинская буква Q – quality .

Центральная частоты и ширина пропускания фильтров устанавливается проектировщиками конкретной системы в зависимости от области ее применения.

Полоса задерживания фильтра определяется такими параметрами, как коэффициент ослабление мощности, коэффициент развязки каналов, коэффициент подавления/затухания. Они также, как и потери ( S 21), пульсации и ширина полосы пропускания являются внутриполосными характеристикам фильтра. В тоже время, все они являются показателями того, в какой степени фильтр подавляет все соседние или паразитные сигналы и шумы.

Все вышеизложенные параметры привязаны к конкретной центральной частоте, которая в свою очередь состоит из множества гармоник высшего порядка с частотой в два, три и т. д. раза больше центральной. Те же параметры для гармоник 2-го и 3-го порядка для некоторых высокоточных систем могут быть весьма важны. Именно поэтому в некоторых спецификациях можно увидеть вышеназванные параметры и для этих гармоник.

Выше часто звучало слово «компромисс», которое означает, что при улучшении характеристик одной функции, ухудшаются параметры другой. Важно помнить это при выборе фильтров. Современные требования к фильтрам повлекли значительное уменьшение их размеров, снижение их стоимости и в тоже время повышение качества их параметров. Однако невозможно достигнуть одинакового качества для всех рассмотренных параметров, поэтому в любом случае при выборе продукта приходится идти на компромисс в зависимости от требований конкретной системы, то есть концентрировать внимание на наиболее важных параметрах и закрывать глаза на менее критичные для системы.

Полосно-пропускающие СВЧ фильтры производства НПФ «Микран»

Научно-производственная фирма «Микран» образована в апреле 1991 г. сотрудниками лаборатории СВЧ-усилителей Томского университета систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР).
Одним из основных направлений деятельности фирмы является исследование, разработка и производство модулей и узлов СВЧ-диапазона, в том числе и частотно-селективных
устройств.

Частотно-селективные устройства являются неотъемлемой составной частью любой
системы связи. При этом с возрастанием
сложности систем связи требования к электрическим и массо-габаритным параметрам
устройств частотной селекции постоянно ужесточаются. В данной статье приводятся результаты разработок ППФ, которые являются одним из базовых элементов системы частотной
селекции в радиотехнической аппаратуре.

На рис. 1 приведена схема, характеризующая систему обозначений фильтров, выпускаемых ЗАО «НПФ Микран».

Рис. 1. Система обозначений фильтров, выпускаемых ЗАО «НПФ Микран»

Классификатор характеризует только вариант конструктивного исполнения и граничные частоты полосы пропускания фильтров. Основные требования к электрическим
характеристикам (КСВн и уровень потерь
в полосе пропускания, подавление на заданных отстройках, требования к паразитным
полосам), а также к габаритным параметрам
(ограничение размеров, тип и положение
разъемов и др.) в классификатор не включены и оговариваются отдельно в каждом конкретном случае.

Варианты топологического
и конструктивного
исполнения ППФ

Микрополосковые фильтры

Основными достоинствами данного конструктивного исполнения являются предельно малые габаритные размеры, а также возможность размещения таких фильтров
внутри корпуса более сложных функциональных узлов (например, конвертеров), изготавливаемых по технологии ГИС. Главный
недостаток — относительно низкая добротность резонаторных элементов (Q ≈ 200–250),
вследствие чего узкополосные микрополосковые фильтры имеют достаточно большие
потери в полосе пропускания. На рис. 2 приведены топологии основных типов микрополосковых ППФ. В качестве материала подложек используется поликор ВК-100 (ε = 9,8).

Рис. 2. Топологии основных типов
микрополосковых ППФ:
а) ППФ на встречных линиях MFPM1047050101;
б) ППФ на «шпильках» MFPM1047050102;
в) ППФ на полуволновых резонаторах
с боковой связью MFPM10812101;
г) ППФ на полуволновых резонаторах
с торцевой связью MFPM1362400100

Основные электрические характеристики
данных фильтров (центральная частота настройки f₀, ширина полосы пропускания Δf,
затухание на центральной частоте L₀ и коэффициент прямоугольности по уровню
NдБ K_П(NдБ)), а также размеры подложек приведены в таблице 1.

Таблица 1. Основные электрические характеристики микрополосковых фильтров

f0, ГГц	Δf, ГГц	L0, дБ	KП(NдБ)	Размер подложки, мм
MFPM1047050101	4,85	0,3	1,5	3,5 (по уровню –20 дБ)	9×9
MFPM1047050102	4,85	0,3	2,5	2,7 (по уровню –30 дБ)	13×9
MFPM10812101	10	4	1,5	2,0 (по уровню –40 дБ)	3,5×25
MFPM1362400100	36,6	0,8	3,0	3,0 (по уровню –20 дБ)	2,5×13

Современные системы связи, особенно
спутниковые системы и системы связи с подвижными объектами, требуют наличия
в своем составе миниатюрных узкополосных
фильтров, для которых выдвигаются довольно жесткие требования к линейности фазовой характеристики (неравномерности группового времени задержки). В настоящее время разработаны новые топологии полосковых
фильтров, которые при удовлетворении вышеуказанного требования обладают меньшими габаритными размерами по сравнению
с классическими типами [1, 2]. В качестве примера на рис. 3 представлен разработанный
ППФ на полуволновых резонаторах с перекрестной связью (в качестве материала подложки используется ФЛАН-10). Неравномерность группового времени задержки для данного фильтра существенно меньше, чем для
классического фильтра на полуволновых связанных резонаторах.

Рис. 3. ППФ на полуволновых резонаторах
с перекрестной связью MFPM101170123101
(f₀ = 1200 МГц, Δf = 60 МГц, L₀ ≈ 2,5 дБ,
K_{П(–20дБ)} ≈ 2,5, размер подложки 34×28 мм)

Фильтры на диэлектрических
резонаторах

По совокупности габаритных параметров
и электрических характеристик эти ППФ занимают промежуточное положение между
устройствами на полых металлических волноводах и устройствами на микрополосковых
линиях. При этом фильтры на диэлектрических резонаторах (ДР) имеют наилучший показатель качества (наименьший габаритный
индекс потерь) [3]. Примеры конструкций
фильтров на ДР приведены на рис. 4.

Рис. 4. Конструкции ППФ
на диэлектрических резонаторах:
а) направленный ППФ пятого порядка MFPD109450949102;
б) ППФ четвертого порядка MFPD112521258101

Показанная на рис. 4а классическая конструкция с ДР цилиндрической формы, планарно расположенными в канале прямоугольного сечения, дополнена диафрагмами, ограничивающими связь между резонаторами.
Такое решение позволяет сократить расстояние между резонаторами и как следствиеуменьшить массо-габаритные показатели изделия.

Основные электрические характеристики
данных фильтров приведены в таблице 2.

Таблица 2. Основные электрические характеристики
фильтров на диэлектрических резонаторах

f0, ГГц	Δf, МГц	L0, дБ	KП(NдБ)
MFPD109450949102	9,47	40	2,5	2,5 (по уровню –40 дБ)
MFPD112521258101	12,55	60	1,5	2,0 (по уровню –25 дБ)

Фильтры на коаксиальных
диэлектрических резонаторах

Из всего многообразия ДР в дециметровом,
L и S диапазонах в последнее время все большее применение находят металлодиэлектрические резонаторы, называемые часто коаксиальными диэлектрическими резонаторами (КДР) [4]. Примеры конструкций ППФ
на КДР прямоугольного и круглого сечений
приведены на рис. 5.

Рис. 5. Конструкции ППФ на КДР
прямоугольного и круглого сечений:
а) ППФ на КДР прямоугольного сечения с боковыми
связями в виде диафрагм MFPK10133401354101;
б) ППФ на КДР круглого сечения с внешними
емкостными связями MFPK10043400450101

Основные электрические характеристики
данных фильтров приведены в таблице 3.

Таблица 3. Основные
электрические характеристики фильтров
на коаксиальных диэлектрических резонаторах

f0, МГц	Δf, МГц	L0, дБ	KП(NдБ)
MFPK10133401354101	1344	25	2,0	3,0 (по уровню –25 дБ)
MFPK10043400450101	442	16	1,5	4,0 (по уровню –50 дБ)

Основным недостатком фильтров на ДР
и КДР является возможность реализации
только узкополосных фильтров (относительная ширина полосы пропускания которых
составляет не более 5–7%).

Волноводные фильтры

Если сравнивать известные СВЧ-фильтры, в которых формирование частотных
характеристик осуществляется на основе
классических волновых процессов, по минимуму потерь, то наилучшими показателями обладают волноводные фильтры.

Данные фильтры хорошо зарекомендовали себя в стационарной аппаратуре, где требование минимальных потерь имеет более
важное значения, чем габаритные и весовые показатели. На рис. 6 приведены трехмерная модель и конструкция волноводного ППФ.

Рис. 6. Волноводный ППФ MFPW108100834101
(f₀ = 8,22 ГГц, Δf = 240 МГц, L₀ ≈ 1 дБ, K_{П(–50дБ)} ≈ 1,7):
а) трехмерная модель фильтра;
б) конструкция фильтра

В данной конструкции роль элементов связи между резонаторами играют диафрагмы,
расположенные параллельно силовым линиям электрического поля в прямоугольном
волноводе. Основными достоинствами такой
конструкции являются технологичность изготовления и простота настройки.

Развитие техники миллиметровых длин
волн привело к переходу от традиционной
волноводной технологии изготовления устройств к интегральной. В настоящее время
элементы частотно-селектирующих устройств создаются на основе следующих линий передачи: регулярного прямоугольного
волновода с продольно ориентированными
в Е-плоскости неоднородностями различной
формы, экранированных микрополосковых
линий, диэлектрических волноводов. В качестве примера на рис. 7 приведены трехмерная модель и конструкция волноводных
фильтров с диафрагмами в Е-плоскости.

Рис. 7. Конструкция волноводных фильтров с диафрагмами в Е1плоскости:
а) трехмерная модель фильтра;
б) конструкция фильтра

Подобные конструкции применяются для
построения фильтров и диплексеров в диапазоне КВЧ. Преимуществом данных фильтров является отсутствие элементов подстройки, так как их применение на частотах выше 40 ГГц крайне затруднительно. Однако эта
особенность накладывает достаточно высокие требования к точности изготовления как
диафрагм, так и волноводного канала (допускается отклонение размеров от номинальных не более 15–20 мкм).

Фильтры на объемных
резонаторах

Данные фильтры обладают высокой температурной стабильностью электрических
характеристик и малыми потерями в полосе
пропускания. Среди данного класса, прежде
всего, следует выделить гребенчатые фильтры, одним из основных достоинств которых
является возможность реализации широких
полос запирания (верхняя граница полосы
запирания находится в пределах 4f₀…7f₀, где
f₀ — средняя частота основной полосы пропускания). В данном конструктивном исполнении могут быть реализованы ППФ с относительной шириной полосы пропускания
2–75% [5].

В качестве примера на рис. 8 показаны
трехмерная модель и конструкция гребенчатого ППФ на коаксиальных резонаторах. Сворачивание конструкции позволяет реализовать перекрестную связь с целью уменьшения неравномерности группового времени
задержки.

Рис. 8. Гребенчатый ППФ на коаксиальных резонаторах
с перекрестной связью MFPV105530563100
(f₀ = 5,58 ГГц, Δf = 1040 МГц,
L₀ ≈ 1,3 дБ, K_{П(–50дБ)} ≈ 2,3):
а) трехмерная модель фильтра;
б) конструкция фильтра

Обзор, представленный в статье, отражает только основные направления в производстве полосно-пропускающих фильтров
СВЧ.