Усилитель — 3
Продолжим наш экскурс в мир усилителей низкой частоты. Но сначала поговорим о режимах работы транзисторов.
На рисунках изображены графики с проходной характеристикой транзистора – зависимостью тока его коллектора от напряжения между базой и эмиттером. 
Вообще говоря, эта зависимость нелинейная, в первом приближении близка к экспоненте и проходит намного круче. Но для упрощения изложения представим ее в том виде, как она нарисована сплошной линией – с изломом в точке Uо = 0,65 вольт и сравнительно небольшим наклоном. Суть работы усилителя от такого упрощения не меняется.
Когда усилитель включен, но на его вход еще не подан усиливаемый сигнал, транзистор находится в режиме покоя. Измеренные в этот момент токи электродов и напряжения между ними определяют его рабочую точку. Наиболее значимыми параметрами при этом являются ток коллектора и напряжение между коллектором и эмиттером. Напряжение между базой и эмиттером называется напряжением смещения (оно смещает рабочую точку транзистора на графике по горизонтали); положение рабочей точки в первую очередь зависит от него.
При подаче на вход усилителя переменного напряжения ток коллектора транзистора изменяется одновременно с напряжением на его базе. Если во всем диапазоне изменений входного сигнала ток коллектора не снижается до нуля, такой режим работы усилителя называется режимом класса А. Он применяется во всех маломощных каскадах усилителей и характеризуется очень низким коэффициентом полезного действия (КПД), так как ток через транзистор течет всегда, даже когда сигнал отсутствует.
Изменяя напряжение между базой и эмиттером транзистора (напряжение смещения) можно выбрать такую рабочую точку, в которой ток коллектора будет протекать ровно половину периода сигнала (в нашем случае это напряжение смещение будет равно0,65 вольт). Такой режим называется режимом класса B. При этом КПД усилителя становится значительно выше (теоретически до 78%, практически редко выше 50%), но усиливается только половина сигнала. Режим в основном применяется в выходных каскадах усилителей мощности низкой частоты (в таких, которые мы рассматриваем в этих постах).
Если же ток коллектора течет меньшую часть периода сигнала, то говорят о классе С.
Он в усилителях низкой частоты не применяется из-за очень больших искажений. Его удел – радиопередающие устройства, в которых эти искажения не страшны, а иногда и полезны.
Промежуточным режимом между классами А и В является режим АВ. В нем ток коллектора течет большую часть периода сигнала. Именно он, в основном, используется в усилителях мощности низкой частоты, потому, что из-за нелинейности характеристик транзисторов достичь настоящего режима В затруднительно. При этом усилитель, работающий в классе АВ вносит меньшие искажения и при очень малом сигнале вырождается в класс А, а при большом — в класс B.
Теперь продолжим разговор об усилителе, который не был закончен в предыдущем посте. 
Из его схемы видно, что напряжение между базами VT2 и VT3 равно 0. Поэтому в режиме покоя напряжение между их базами и эмиттерами тоже равно 0 и транзисторы работают в режиме класса С.
На рисунке ниже показан выходной сигнал такого усилителя. На нем видно, что при его работе на сигнале образуется «ступенька» — в тот момент, когда оба транзистора закрыты. Эта ступенька представляет собой очень сильное искажение сигнала – такое, что при очень слабом сигнале он может просто не попасть на выход. 
Такого рода искажения, которые обусловлены своим возникновением нелинейным свойствам транзисторов, называются нелинейными искажениями и неприятны на слух.
Измеряются нелинейные искажения следующим образом:
На вход усилителя подается испытательный синусоидальный сигнал с очень малыми искажениями. К выходу подключается измеритель нелинейных искажений, который, по сути представляет из себя комбинацию двух вольтметров переменного тока. Один вольтметр меряет уровень выходного сигнала, состоящего из основного сигнала и искажений, на входе другого стоит специальный заграждающий фильтр, который не пропускает основной сигнал и выделяет только сигнал искажений.
Отношение показаний двух вольтметров и есть коэффициент нелинейных искажений (КНИ).
Таким образом, при КНИ = 1%, в выходном сигнале 99% исходного сигнала и 1% искажений.
Для снижения искажений типа «ступенька» необходимо, чтобы при отсутствии сигнала на входе усилителя выходные транзисторы VT2 и VT3 были немного приоткрыты (на грани, класс АВ или В)) – через них должен течь начальный ток – ток покоя. Этого можно достигнуть включением между базами этих транзисторов, например, резистора R5 
Коллекторный ток транзистора VT1 создаст на нем падение напряжения, и, если резистор подобрать так, чтобы на нем падало примерно 1,3 вольта (два раза по 0,65 в), они приоткроются. Ток покоя выходных транзисторов обычно выбирают в пределах от 1 до 100 миллиампер – меньше – в маломощных усилителях (0,05…1 Вт), больше – в мощных (100 и более Вт).
Но один резистор можно использовать только в очень маломощных усилителях, и вот почему. Параметры транзистора очень зависят от температуры его кристалла. При нагреве точка перегиба проходной характеристики перемещается влево и ток коллектора транзистора при том же самом напряжении между базой и эмиттером начинает увеличиваться. 
Транзистор даже может войти в режимы саморазогрева, когда при нагреве увеличивается ток, а увеличение тока увеличивает нагрев – и он выйдет из строя – «сгорит».
Поэтому в усилителях применяют термостабилизацию рабочей точки – с помощью либо терморезисторов, сопротивление которых уменьшается с увеличением температуры, либо диодов и транзисторов, у которых при увеличении температуры уменьшается напряжение на р-n переходах. 
При этом термочувствительный элемент приклеивают к корпусу транзистора или к его радиатору, чтобы улучшить тепловой контакт.
На схеме требуемое напряжение смещения между базами транзисторов VT1 и VT2 с уровнем 1,3 вольта обеспечивается падением напряжения на диоде (0,65 вольт) и на подстроечном резисторе R5. Меняя сопротивление этого резистора можно установить нужный ток покоя оконечных транзисторов.
При нагреве диода, напряжение на его p-n переходе уменьшается, что приводит к уменьшению напряжения смещения выходных транзисторов и стабилизирует их ток покоя.
Эта схема вполне работоспособна, но у нее есть два недостатка – нестабильность напряжения в точке соединения эмиттеров выходных транзисторов (средней точке) и повышенные нелинейные искажения, достигающие нескольких процентов.
Чем плоха нестабильность средней точки?
Выходное напряжение усилителя может меняться от 0 до напряжения питания. Если напряжение в средней точке равно половине напряжения питания, то обе полуволны выходного напряжения в идеале могут достигать тоже половины напряжения питания. Если же средняя точка смещена вверх или вниз, то амплитуда неискаженного сигнала на выходе усилителя уменьшится и выходная мощность усилителя будет меньше. 
Наиболее просто решить проблему стабильности рабочей точки – это подключить к ней резистор R1. 
При этом, если напряжение в средней точке по какой-либо причине увеличится, увеличится напряжение на базе транзистора V1, при этом увеличится ток его коллектора, увеличится падение напряжения на резисторе R3 и уменьшится напряжение на коллекторе VT1, а значит и на базах транзисторов VT2 и VT3. И, соответственно, на средней точке транзисторов VT2 и VT3. Такой эффект от соединения называется отрицательной обратной связью, так как часть сигнала с выхода усилителя поступает обратно на вход, причем действует в направлении, противоположном входному сигналу, уменьшая его.
Если бы обратная связь увеличивала бы действие входного сигнала, она была бы положительной и усилитель мог бы превратиться в генератор – засвистеть.
Отметим, что если сигнал обратной связи поступает на вход параллельно входному сигналу (как на этой схеме), то связь называется параллельной, если последовательно (в усилителях, которые рассмотрим позже), то последовательной.
В этом усилителе сигнал обратной связи пропорционален выходному напряжению, поэтому в нем мы применили «параллельную обратную связь по напряжению». Если бы сигнал обратной связи был бы пропорционален выходному току, то мы бы говорили об обратной связи по току. Кстати, в самом первом рассмотренном нами усилителе действует именно «последовательная обратная связь по току». 
В нем увеличение тока покоя транзистора вызовет увеличение падения напряжения на резисторе R4, при этом уменьшится напряжение между базой и эмиттером транзистора, он начнет закрываться и ток коллектора его тоже уменьшится.
Кроме стабилизации рабочей точки обратная связь еще и уменьшает нелинейные искажения сигнала, расширяет полосу рабочих частот и многое другое. Поэтому она применяется практически во всех усилителях.
Хочу отметить, что входной каскад усилителя может быть собран не только на транзисторе с проводимостью n-p-n, но и с проводимостью p-n-p. При этом он просто перевернется, как показано на схеме. 
Последний вариант усилителя полностью работоспособен и обладает вполне удовлетворительными характеристиками. Его недостаток — маленькая выходная мощность. Дело в том, что когда усилитель работает на низкоомную нагрузку, через нее течет очень большой ток. К примеру, при мощности 3 Ватта и сопротивлении динамика 4 Ома амплитуда тока через него составит 1,22 Ампера. Обычно мощные транзисторы, используемые на выходе усилителей мощности, имеют коэффициент усиления тока базы h21э на уровне 10-100. То есть, чтобы транзистор смог отдать ток 1,22 Ампера, в го базе должен течь ток в самом лучшем случае не менее 12 миллиампер. При этом коллекторный ток транзистора VT1 и ток через резистор R3 должны быть значительно больше, чтобы токи баз оконечных транзисторов не сильно влияли на их работу. Поэтому на выходе усилителей мощности обычно используют составные транзисторы, коэффициент усиления по току которых равен произведению коэффициентов усиления транзисторов, его составляющих, то есть сотни и тысячи раз. Составные транзисторы могут составляться по разным схемам, все они обладают примерно одинаковыми параметрами, а их особенности обсудим позднее. 
Резисторы имеют одинаковые номиналы и выбираются из ряда 47…470 Ом в зависимости от мощности усилителя.
Из-за того, что в этих схемах применяются несколько транзисторов, может получиться, что требуемое для их открытия напряжение смещения потребуется больше, чем было сказано ранее. В первой схеме включены последовательно три эмиттерных p-n перехода, для нее нужно 1,95 Вольта, во второй – четыре и 2,6 Вольта. В третьей – только два и требуемое напряжение – 1,3 Вольта. Увеличения этого напряжения можно добиться увеличением сопротивления резистора R5 или, что лучше, добавлением одного диода на каждый дополнительный эмиттерный p-n переход. Но не больше. А то ток покоя может стать очень большим и выходные транзисторы сгорят.
Ниже приведена схема усилителя мощности с разделительным конденсатором на входе и потенциометром регулятора громкости. 
Мой первый усилитель мощности был сделан именно по такой схеме. Он имел выходную мощность 3 Вт на нагрузке 4 Ом при напряжении питания 12 Вольт и имел неплохие параметры (на слух, так как это был 1971 год и у меня не было никаких приборов, кроме тестера). Его схема очень проста, допускает применение самых распространенных деталей и, при соответствующем выборе источника питания и транзисторов может без проблем отдать в нагрузку 100-150 Вт при уровне нелинейных искажений 0,2 – 0,5%. Чувствительность усилителя (напряжение, которое надо подать на вход для достижения максимальной мощности) составляет 250 милливольт.
Оптимальный ток покоя для усилителя
Существует мнение, что чем больше ток покоя в усилителе, тем лучше. Якобы он ближе к классу А. Я также долгое время придерживался этого мнения, но в реальности все оказалось совсем по другому.
При проектировании усилителя был выбран CFP выходной каскад, который не требует большого тока покоя. Экономичность в машине очень важна.
В книге Селфа была таблица оптимального тока покоя для 8 Ом нагрузки:
Для сравнения подобная таблица для выходного каскада типа эмиттерный повторитель:
Как видим ток покоя главным образом зависит от схемы выхода и номинала выходного резистора Re.
Попробуем на практике определить оптимальный ток для 4 Ом нагрузки. Все измерения проводились на мощности 10 Ватт. Re=0.1Ом
Видим лес гармоник, хотя и с уровнем под -100дБ, но он есть. Ток далеко не оптимальный.
Как видно достаточно трудно определить оптимальный ток. Уровень искажений изменяется очень незначительно. На глаз можно только выделить аутсайдеров 2мА, 100мА и 200мА с лесом гармоник.
Поэтому лучше будет судить по спектру искажений. Неправильный ток покоя дает длинный спектр нечетных гармоник. Каскады предварительного усиления могут давать четные гармоники, а входной дифф. каскад в основном третью. При просмотре третей нельзя сказать сколько дает выходной каскад, а сколько входной каскад.
Поэтому будем смотреть нечетные гармоники выше 3-й: 5ю, 7ю, 9ю. То есть те, которые может дать только выходной каскад. Более высокие гармоники были ниже уровня шума звуковухи.
Учитывая что 9-я сильно не изменяется, она была убрана из сравнения.
Получилась такая таблица:
Желтым выделены наилучшие параметры.
Как видно для CFP выходного каскада с Re=0.1 Ом, оптимальный ток покоя около 15-20мА. Он и будет устанавливаться во всех последующих тестах.
Урок 4.2. Биполярный транзистор — режим усиления.
В предыдущей статье мы разбирались с основами усилителей, немного было сказано о том, что такое обратная связь и коэффициент усиления. Был приведен расчет схемы на операционном усилителе. Теперь мы готовы заглянуть чуть глубже, чтобы понять основы основ.
Транзистор можно представить в виде переменного сопротивления. Положение регулятора зависит от тока подаваемого на базу. Если ток не подается, сопротивление перехода коллектор-эмиттер очень большое. При подаче на базу небольшого тока, сопротивление переменного резистора уменьшится, и по цепи К-Э потечет ток в h21 раз больше тока базы. H21 это величина коэффициента усиления транзистора, находится по справочнику.
Если ток базы постепенно увеличивать, то сопротивление перехода будет постепенно уменьшаться, до тех пор пока не станет близким к нулю. В этот момент транзистор будет полностью открыт, именно этот режим мы и рассматривали в статье про подключение нагрузки при помощи транзистора.
На этот раз нас интересует промежуточное состояние, так как вход и выход взаимосвязаны, то сигнал на выходе будет являться копией входного, но усиленный в несколько раз. Теперь разберемся с усилением. Дело в том, что h21, имеет довольно большой разброс для одного типа транзистора может находиться в пределах от 400 до 1000. Так же, он зависит от температуры. Поэтому, существует типовая схема усиления, которая учитывает все эти недостатки. Но для общего развития стоит рассказать какие они вообще бывают.
Вспомним что мы представляли усилитель, как черный ящик — две ножки вход и две выход. В случае с транзистором, одна из ножек будет постоянно общей для входа и для выхода. В зависимости от этого транзистор может быть включен по схеме с общем базой, с общим коллектором и общим эмиттером.
Каждая из этих схем имеет свои преимущества и недостатки. Наша цель рассмотреть включение по схеме с общим эмиттером, потому что данная схема позволяет усилить и ток, и напряжение.
На самом деле, информации с расчетом схемы с общим эмиттером в интернете полно, но на мой взгляд, она не годится для человека, который с трудом представляет себе как выглядит транзистор. Здесь мы будет рассматривать максимально упрощенный вариант, который позволит получить весьма приближенный, но, нам мой взгляд, понятный результат. Поэтому постараемся шаг за шагом разложить все по полочкам.
Реальный транзистор имеет несколько особенностей, которые нужно учитывать при разработке схемы. Например, если сигнал маленькой амплитуды подать на базу, то на выходе ничего не будет — транзистор просто напросто не откроется. Для того, чтобы на выходе появился сигнал, его нужно приоткрыть, т.е. подать на базу напряжение смещения, порядка 0,7В. Обычно это напряжение подается при помощи делителя напряжения. На номиналы резисторов пока не обращаем внимание, расчет будет чуть дальше.
Следующий момент, когда транзистор будет открываться, то по цепи коллектор-эмиттер потечет ток, причем когда транзистор будет полностью открыт, то ток будет ограничен только источником питания. Поэтому транзистор может сгореть. Величина максимального тока приводится в справочнике, поэтому для ограничения тока в цепь коллектора ставится токоограничивающий резистор (как для светодиода).
Осталось добавить резистор в цепь эмиттера. Смысл его в том, что когда под влиянием окружающей температуры напряжение на выходе изменяется, изменяется и ток коллектора. Так как ток коллектора и эмиттера одинаков, то и на эмиттерном резисторе изменяется напряжение. Напряжение базы и эмиттера связаны формулой Uбэ = Uб – Uэ. получается, что если на выходе напряжение увеличилось, то на базе оно уменьшится, при этом транзистор призакроется и наоборот. Таким образом транзистор сам себя регулирует, не давая напряжению изменяться под действием внешних факторов, т.е. эмиттерный резистор играет роль отрицательной обратной связи.
Вспомним, что коэффициент усиления находится в довольно большом диапазоне. Поэтому эмиттерный резистор, кроме того, за счет обратной связи, позволяет контролировать величину коэффициента усиления схемы. Отношение сопротивления коллекторного резистора к эмиттерному, примерно, является коэффициентом усиления Ku.
Любой источник сигнала имеет свое внутреннее сопротивление, поэтому для того чтобы ток от внешнего источника VCC не протекал через источник V1 ставят блокировочный конденсатор С1. В итоге мы получили схему усилителя с общим эмиттером.
Теперь, задача рассчитать его. Пусть дан источник сигнала 50mV, который нужно усилить примерно в 10 раз.
Чтобы не было искажения сигнала, на базу необходимо подавать напряжение смещения, т.е. транзистор должен быть постоянно приоткрыт, поэтому даже при отсутствии сигнала на входе, по цепи коллектор-эмиттер постоянно будет протекать ток. Этот ток называется ток покоя, его рекомендуемая величина 1-2мА. Остановимся на 1мА.
Теперь нужно выбрать резисторы R3 и R4, Их величина будет определять ток покоя, но необходимо учесть, что транзистор не сможет усиливать напряжение ниже 0,7В, поэтому сигнал на выходе обычно колеблется относительно некоторой точки, в качестве которой обычно выбирают половину напряжения питания. Поэтому половина напряжения должна падать на этих резисторах, а вторая половина будет падать на транзисторе.
R3+R4 = (Uпит/2)/Iк = 2,5В/0,001 = 2,5кОм.
Требуемый коэффициент усиления 10, т.е. R3 должен быть больше R4 в 10 раз. Исходя из этого есть два условия:
R3+R4=2500
R3=10*R4
Подставим в первую формулу второе выражение
10R4+R4=2500
11R4=2500
R4=227 Ом ближайший реально существующий номинал 220 Ом
R3=10*R4=2270 ближайший номинал 2,2кОм
Пересчитаем напряжение средней точки на выходе, с учетом выбранных резисторов:
Uк=Uпит-(Rк*Iк)=5-2,2*0,001=2,8В
Теперь нужно вычислить ток базы, для транзистора BC547C h21min=420
Iб=(Uпит/(Rк+Rэ))/h21=(5/(2200+220))/420=0,00000492А
Ток делителя R1,R2 должен быть в 5-10раз больше тока базы, для того, чтобы не оказывать на него влияния
Iд=Iб*10=0,0000492А
Рассчитаем общее сопротивление делителя R1,R2
R12=Uпит/Iд=5/0,0000492=101 692 Ом
Резистор R2 можно рассчитать зная напряжение на базе, для начала определим напряжение эмиттера:
Uэ=Iк0*Rэ= 0,001*220=0,22В
Напряжение Uбэ типовое для всех транзисторов, находится в пределах 0,55-0,7В. По знакомой формуле вычисляем напряжение на базе:
Uб=Uэ+Uбэ=0,22+0,66=0,88В
Отсюда вычислим сопротивление R2:
Rб2= (Rб1+Rб2)*Uб/Eп=(101*0,88)/5=17 776 или 18кОм по номинальному ряду
Из их суммы R1,R2 можно найти R1
R1=R12-R2=101-18=83кОм или 82кОм из существующих
Остался только блокировочный конденсатор, его величина должна быть больше
C>>1/2*pi*f*R2||R1 f — нижняя граница усиливаемой частоты, возьмем 20Гц
С=1/(6,28*20*((82000*18000)/82000+18000))=0,53мкФ, можно поставить 0.47мкФ
В результате мы получили следующую схему:
Как видно выходной вольтметр показывает 432мВ, т.е. коэффициент усиления схемы получился Кu=432/50
8,5. Чуть меньше ожидаемого, но в целом неплохо. И еще один момент, на графиках видно, что сигнал, как уже говорилось, смещен относительно нуля, убрать постоянную составляющую можно поставив на выход конденсатор. Так же обратите внимание, что усиленный сигнал смещен относительно входного на 180 градусов.
65 комментариев: Урок 4.2. Биполярный транзистор — режим усиления.
Будьте любезны,подскажите пожалуйста,как скинуть сюда какое либо изображение?Мог бы скинуть фото или рисунок своей схемы,для понятия обоих сторон.
Вот эту ссылку выделить,потом посмотреть можно в Яндексе,там обсуждалась эта схема.Только без понижающего трансформатора,пытаюсь собрать,параметры конечно тоже другие,как ранее описал.
Вставлять обычными html тегами. 
По поводу самой схемы уровень сигнала подстраивается r2, r4, r6, но вопрос скорее не в этом.
Так в чем тогда?В этой схеме транзисторы прямой проводимости,а D13009 обратной.А сопротивления база коллектор,пока еще нет.Вот и пытаюсь у Вас как у специалиста спросить,возможен ли он там?Быть может собрать эту схему на кт315,с нее выход подать на D13009.Пробовал кт 972,это составной транзистор,но почему то не пошло ничего.
Тут нет места гаданиям. По Вашим фразам можно понять, что Вы не представляете, что есть на входе и что должно получиться на выходе, отсюда и все проблемы. Составьте для себя максимально подробное тз, какой сигнал должен быть на входе, какой сигнал должен быть на выходе, какие частоты должны проходить, какие не должны. Ответы на эти вопросы, кроме Вас никто не знает. Когда Вы самостоятельно дадите ответы, тогда еще раз прочитайте статью и все остальные вопросы отвалятся. Останется практическая часть. Берёте генератор, подаете на вход сигналы нужной частоты, смотрите осциллографом уровень сигнала до и после транзистора. Подстраиваете уровни. И наверняка не нужно сразу лепить 220В, заведите сначала на каких нибудь лампочках для фонарика, это существенно облегчит задачу.
�� Пока общался с Вами,еще раз просмотрел много разных схем.Привлекла одна из них,это прометей-1.Выходит да,нужно спаять схему на более низкое напряжение,потом с нее подать на выходные транзисторы,которые задумал поставить.Низковольтные схемы цветомузыки чем не заинтересовали меня.У них для того чтобы осветить экран хотя бы по 4 лампочки на канал,нужен такой большой и мощный трансформатор.Вот и зародилась такая идея.Ведь технологии не стоят на месте.Сейчас стали более доступны мощные транзисторы.А светодиодная работа,тоже не подходит.У них режим работы не тот что у лампочек накаливания.Про тиристоры и не буду писать.Так что большое спасибо.А цветомузыка это всегда работа раздумий,а не изготовление шаблонов.Ведь творишь искусство,рисования музыки на экране.А не простые всполохи того или иного цвета.И еще на всякий случай,посоветуйте на Ваш вкус какую либо схему.Очень рад общению.
Оптимальный ток покоя выходного каскада на полевых транзисторах в усилителях мощности
Выходной каскад усилителя – весьма нелинейный узел. И снижение его искажений очень хорошо отразится на работе усилителя и на его качестве звучания. Самые низкие искажения выходного каскада будут, конечно же, в классе А. Вот только греться выходные транзисторы при этом будут очень сильно. Чтобы снизить их нагрев обычно снижают напряжения питания. А это повышает искажения полевиков. И, главное, снижает максимальную выходную мощность усилителя. Значит появляется опасность возникновения клиппинга. То есть стремление улучшить звук, приводит к возможности его сильного ухудшения.
Что же делать? А нельзя ли найти такой ток покоя выходных полевых транзисторов, чтобы и искажения были маленькими, и нагрев небольшим?
Известный разработчик звуковой техники Дуглас Селф в книге «Проектирование усилителей мощности звуковой частоты» писал, что для низких искажений ток покоя выходного каскада на биполярных транзисторах должен быть как раз маленьким, выходные транзисторы должны работать в классе В. То есть греться минимально. Однако для выходных полевых транзисторов невозможно теоретически указать оптимальное значение тока покоя, при котором искажения выходных полевых транзисторов были бы минимальны.
Я усомнился в том, что оптимального тока покоя для полевых транзисторов не существует вообще. Какая-то оптимальная величина тока покоя, которую можно рекомендовать устанавливать в УМЗЧ, должна быть. Чтобы и качество высокое, и нагрев небольшой. Поэтому провел экспериментальную проверку влияния тока покоя выходного каскада на его искажения. Для этого я применил такую систему. Собрал высококачественный усилитель с полевыми транзисторами на выходе, по топологии Лина. Для того чтобы легче было измерять величину искажений, глубина общей ООС была уменьшена на 30 дБ. С целью линеаризации каскада усиления напряжения усилителя, вносящего наибольшие искажения, в него была введена местная ООС глубиной 12 дБ. Такая модернизация позволила более четко выделить искажения, вносимые выходным каскадом усилителя.
Итак, перед вами результаты реальных измерений на настоящем усилителе.
Цель оптимизации – получить достаточно низкие искажения, вносимые выходным каскадом при сравнительно небольшом токе покоя, а значит и нагреве выходных транзисторов.
С целью всестороннего изучения искажений, вносимых выходным каскадом, измерялись следующие виды искажений такого специализированного усилителя:
— коэффициент интермодуляционных искажений, использующий стандартный метод SMPTE с частотами 60 Гц и 7 кГц и соотношением амплитуд 4:1;
— коэффициент гармоник, нормированный к номеру гармоники k, вычисленный для первых одиннадцати гармоник:
Этот коэффициент используется сравнительно редко. Однако в нем есть необходимость, так как этот коэффициент учитывает не только величину гармоники, но и ее номер. Чем больше номер, тем больше коэффициент. Известно, что чем выше номер гармоники, тем более она заметна и неприятна на слух. В результате нормированный коэффициент гармоник не только вычисляет искажения, он позволяет учесть ширину спектра искажений и хоршо отображает «неприятное звучание» высших гармоник. Этот параметр гораздо сильнее связан с субъективным качеством звучания, чем «обычный» Кг. Но нормированный Кг непривычен — его практически не используют (потому что он более честно показывает искажения, а производители хотят красивых рекламных чисел). Поэтому для сравнения спектров вычислялся коэффициент, который можно назвать «фактор спектра» (ФС):
Фактор спектра показывает ширину спектра искажений. Если в спектре присутствует только вторая гармоника, то ФС=1. Бо’льшие значения ФС соответствуют присутствию в спектре искажений большего числа высших гармоник. На рис. 1 показана зависимость фактора спектра от ширины спектра сигнала (график на рис. 1 построен по результатам проведенных измерений). Здесь показаны только первые одиннадцать гармоник, а вообще реальный спектр искажений при больших значениях фактора спектра содержал гармоники значительной амплитуды вплоть до двадцатой!
Для измерений использовалась звуковая карта EMU-0404 и последняя версия программы SpectraPLUS. Коэффициенты гармоник и интермодуляционных искажений вычислялись программой по встроенным алгоритмам. Нормированный коэффициент гармоник вычислялся на основе амплитуд гармоник, выдаваемых программой.
Исследовались наиболее популярные мощные комплементарные транзисторы, устанавливаемые в выходной каскад усилителя:
— IRFP240/IRFP9240 фирмы International Rectifier;
— 2SJ201/2SK1530 фирмы Toshiba;
— 2SJ162/2SK1058 фирмы Hitachi.
Во всех случаях измерялись две-три пары однотипных транзисторов. Результаты не усреднялись, но разброс результатов для однотипных транзисторов был несущественным. В пары транзисторы не подбирались.
Измерения производились для двух типов нагрузки: активной, сопротивлением 6 ом и сложной комплексной, имитирующей реальные акустические системы.
Искажения выходных транзисторов на активной нагрузке показаны на рис. 2 — рис. 4.
Хорошо видно, что при увеличении тока покоя величина искажений, вносимых выходным каскадом, снижается. Вместе с искажениями снижается и значение фактора спектра. Это означает, что в спектре искажений снижается содержание гармоник высоких порядков, что положительно сказывается на звучании усилителя, воспринимаемом на слух. При условии, что выходной каскад остается работать в классе АВ, можно легко найти оптимальный ток покоя, при котором искажения невелики и при увеличении тока снижения искажений практически не происходит. Оптимальный ток получается равным 300 мА для транзисторов IR, 200 мА для транзисторов Toshiba и 120 мА для транзисторов Hitachi. Интересно, что последние транзисторы значительно отличаются по величине искажений. Надо сказать, что они отличаются и по работе на постоянном токе, для обеспечения работы этих транзисторов пришлось переделывать цепь смещения усилителя.
Искажения выходных транзисторов при работе на комплексную нагрузку показаны на рис. 5 — рис. 7.
Для комплексной нагрузки также характерно наличие оптимальной величины тока покоя, близкой по значениям к оптимальным величинам тока на активной нагрузке.
Интересно отметить, что при увеличении тока покоя выше оптимального значения, искажения выходного каскада в ряде случаев растут. Вполне возможно, что здесь проявляется влияние изменения крутизны выходного каскада, описанное Д. Селфом.
Важность параметра «фактор спектра» можно продемонстрировать на таком примере. На рис. 5 у транзистора Toshiba величины Кг и IMD при токах покоя 250 мА и 2000 мА практически равны. Из этого можно сделать вывод о том, что выходные транзисторы на этих токах работают совершенно одинаково. Однако значения фактора спектра для этих токов равны ФС(250 мА)=2,6 и ФС(2000 мА)=1,08. И спектры искажений в этих случаях разные. Они близки к спектрам, показанным на рис. 1 черным и синим графиками. Спектр искажений при токе покоя 250 мА содержит как минимум девять гармоник заметной амплитуды, тогда как спектр при токе 2000 мА содержит только вторую и третью гармоники.
Транзисторы разных производителей демонстрируют совершенно разное поведение. Это позволяет сделать вывод о том, что, несмотря на примерно одинаковые основные параметры транзисторов, их свойства сильно различаются. Однотипные транзисторы имеют очень близкие свойства. На рис. 8 показаны характеристики, измеренные на двух разных парах однотипных транзисторов. Различие лежит в пределах погрешности измерений.
Для более полного исследования и исключения случайности полученных результатов был проведен ряд дополнительных измерений. С целью их упрощения измерялся только коэффициент гармоник, который хорошо отражает нелинейность выходных транзисторов. Исследовались транзисторы 2SJ201/2SK1530 фирмы Toshiba. На рис. 9 показана зависимость Кг от тока покоя для различных значений сопротивления активной нагрузки. В целом зависимость сохраняется, и значение оптимального тока покоя можно считать неизменным.
На рис. 10 показана зависимость Кг от тока покоя на активной нагрузке для различных значений выходного напряжения. Графики пересекаются в одной точке: с одной стороны, чем меньше выходное напряжение, тем выше относительные искажения «ступенька» при малом токе покоя. Поэтому маленькое выходное напряжение дает большие искажения. Это при малом токе покоя. С другой стороны меньшее выходное напряжение создает меньшую нелинейность выходных транзисторов (у полевых транзисторов крутизна зависит от напряжения) и, следовательно, меньшие искажения при достаточно большом токе. И снова графики демонстрируют примерно то же значение оптимального тока покоя.
Две последние зависимости коэффициента гармоник от температуры выходных транзисторов и от частоты тестового тона (рис 10 и рис. 11) показывают, что ни один из этих факторов не влияет на поведение транзисторов. Так что полученные результаты (рис. 2 – рис. 7) верны при любых условиях работы усилителя.
Если сравнить зависимости Кг от тока покоя, то можно заметить, что на всех графиках искажения достигают значения, равного примерно 0,25%, и дальше не уменьшаются. Это происходит потому, что величина искажений выходного каскада достигает и становится меньше величины искажений второго по уровню нелинейности узла усилителя – каскада усиления напряжения, который имеет Кг порядка 0,25%. Однако на правильность выводов данная ситуация не влияет:
1. Ищется не минимум искажений, а оптимум тока покоя. Как только искажения выходного каскада стали меньше, чем каскада усиления напряжения, то оптимум найден – главный вклад в искажения усилителя в целом вносит другой узел, следовательно, выходной каскад в дальнейшем совершенствовании не нуждается.
2. Каскад усиления напряжения дополнительно линеаризован на 12 дБ. Так что если искажения выходного каскада стали меньше чем у линеаризованного усилителя напряжения, то уж наверняка они будут гораздо меньше искажений «обычного». И их вклад в общие искажения усилителя будет весьма мал.
3. Тот факт, что при дальнейшем увеличении тока покоя сверх оптимального значения с выходным каскадом происходят какие-то изменения, показывает фактор спектра – при дальнейшем увеличении тока покоя спектр искажений сокращается. Возможно, что уменьшается и амплитуда искажений. Так что минимум искажений явно не достигнут, но однозначно достигнут оптимум тока покоя, когда искажения выходного каскада уже достаточно низкие, а нагрев выходных транзисторов небольшой.
В качестве иллюстрации оптимальности полученных значений можно привести результаты применения теории оптимизации к данной задаче. Целевая функция получается следующим образом. Имеются две переменные – ток покоя и коэффициент гармоник. Обе они проявляют свойство: чем меньше значение, тем лучше. Следовательно, переменные следует перемножать и искать минимум целевой функции. Поскольку величина Кг изменяется на порядок, а ток покоя на два порядка, то переменные следует привести к одному масштабу изменения, чтобы переменная, изменяющаяся сильнее, не «перетягивала» на себя результат. Для этого следует из величины тока покоя извлечь квадратный корень, что приведет диапазон ее изменения к диапазону изменения Кг. Таким образом получаем критерий оптимальности:
Результаты показаны на рис. 13, 14, 15. Они полностью согласуется с выводами, сделанными выше.
Выводы.
1. Искажения, вносимые выходным каскадом УМЗЧ, существенно зависят от тока покоя выходных полевых транзисторов.
2. Наименьшие искажения наблюдаются при работе в классе А, что полностью согласуется с теорией. В классе В искажения существенно выше, чем в классе АВ. С ростом тока покоя искажения в общем случае уменьшаются.
3. Существует оптимальное значение тока покоя, при котором искажения достаточно малы при работе транзисторов в классе АВ. В ряде случаев, при увеличении тока покоя выше оптимального значения, искажения выходного каскада растут.
4. Величина оптимального тока покоя для разных транзисторов лежит в диапазоне 150…300 мА, что намного больше тех значений, которые принято устанавливать в усилителях мощности. Обычно в усилителях устанавливают ток покоя 80…100 мА, а в некоторых промышленных конструкциях даже 40…60 мА.
5. Кроме амплитуды искажений, от тока покоя зависит и их спектр. При низких значениях тока покоя спектр гармоник значительно расширяется, а гармоники высоких порядков хуже подавляются отрицательной обратной связью. То есть при маленьком токе покоя у нас сразу две беды: большая величина Кг и широктй спектр искажений. Качество звучания наверняка будет невысоким. Спектр оптимального тока покоя содержит небольшое количество высших гармоник, которые эффективно подавляются общей ООС. Да и значение Кг невелико. Поэтому усилитель, ток покоя выходного каскада которого равен оптимальному, должен восприниматься на слух как хорошо звучащий.
6. Для транзисторов IRFP240/IRFP9240 оптимальный ток покоя составляет 300 мА. Для транзисторов 2SJ201/2SK1530 оптимальный ток покоя составляет 200…250 мА. Для транзисторов 2SJ162/2SK1058 оптимальный ток покоя составляет 120…150 мА.
7. Оптимальный ток покоя зависит только от типа выходных транзисторов. Другие факторы, такие как выходное напряжение или сопротивление нагрузки на его величину практически не влияют.
8. Самыми лучшими показали себя транзисторы 2SJ201/2SK1530 фирмы Toshiba. Транзисторы IRFP240/IRFP9240 фирмы International Rectifier заняли второе место. Они хоть и являются переключательными, тем не менее мало чем уступают транзисторам фирмы Toshiba. Транзисторы 2SJ162/2SK1058 фирмы Hitachi являются заметно нелинейными и не рекомендуются для высококачественного усиления. Оптимум тока покоя для них тоже получается каким-то расплывчатым.
9. При неоптимальном маленьком токе покоя (таком, какой часто устанавливают в усилителях) искажения, вносимые выходным каскадом, в четыре-шесть раз выше (а на слух — с учетом ширины спектра — в шесть-десять раз выше), чем при оптимальном. Поэтому для высококачественного усиления необходимо задавать ток покоя выходного каскада равным оптимальному.