Каждой топологии – своя технология. Часть 1
Важнейшими элементами силовых цепей являются полевые транзисторы. Представляем обзор трех семейств полевых транзисторов производства компании Infineon: кремниевых полевых транзисторов CoolMOS, карбид-кремниевых транзисторов CoolSiC и галлий-нитридных транзисторов CoolGaN.
Компания Infineon в течение последних двадцати лет активно развивает три технологии изготовления полевых транзисторов: CoolMOS, CoolSiC, и CoolGaN. Важнейшим показателем эффективности полевого транзистора является максимальная величина сопротивления «сток-исток» открытого канала на единицу тока: RDS(on), max × A. Над уменьшением этой величины и, соответственно, над увеличением эффективности транзистора работают ученые и специалисты отрасли в течение нескольких последних десятилетий. На рисунке 1 представлено сравнение данного параметра для разных технологий изготовления полевых транзисторов.
Рис. 1. Сравнительная характеристика сопротивления «сток-исток» открытого канала
Транзисторы CoolMOS C3, разработанные почти 20 лет назад, обладали удельным сопротивлением RDS(on) × A порядка 3 Ом на мм 2 . По мере развития технологии эта величина уменьшалась, и для поколения CoolMOS C7 достигла 0,8 Ом × мм 2 . Согласно исследованиям, проведенным D.Disney & J.Dolny в 2008 году, пределом технологии CoolMOS является величина сопротивления RDS(on) = 0,5 Ом × мм 2 . Однако современные исследования показывают, что с помощью новых прогрессивных технологий можно значительно уменьшить величину этого сопротивления. Так, с помощью технологий GaN и SiC MOSFET можно получить очень малые значения RDS(on), потенциально меньше 0,01 Ом × мм 2 .
Сравнение технологий
В таблице 1 показаны сравнительные характеристики, позволяющие оценить основные качества трех вышеупомянутых технологий
Таблица 1. Сравнительные характеристики технологий CoolMOS, CoolGaN, CoolSiC
| Устройство | V(BR)DSS, В | RDS(on), тип., Ом | RDS(on) × Qoss, мОм × мкКл | RDS(on) × Qrr, мОм × мкКл | RDS(on) × Eoss, мОм × мкДж | RDS(on) × Qg, мОм × нКл | VF @ 15A, В |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| CoolMOS™ C7 | 600 | 52 | 18,3 | 312 | 421 | 3536 | 0,85 |
| CoolMOS™ CFD7 | 600 | 57 | 19 | 32,5 | 439 | 3819 | 1 |
| CoolGaN™ Gen1 | 600 | 55 | 2,3 | 0 | 352 | 226 | 2,7/7,7 |
| CoolSiC™ Gen1 | 650 | 50 | 3,9 | 5 | 582 | 1500 | 4 |
Для того чтобы сравнение было объективным, выбраны транзисторы с похожими рабочими напряжениями V(BR)DSS и сопротивлениями RDS(on).
Величина RDS(on) × Qoss позволяет оценить мертвое время и резонансный ток, а также возможность применения устройства в высокочастотных цепях, что важно для увеличения эффективности дизайна.
RDS(on) × Qrr показывает возможность использования устройства в высоконагруженных цепях с повторяющимися коммутациями, таких как выходные двухтранзисторные каскады в режимах непрерывной проводимости.
RDS(on) * Eoss является хорошим критерием оценки потерь на переключение в высоконагруженных цепях, которыми являются все режимы непрерывной проводимости.
RDS(on) × Qg позволяет оценить потери в цепях управления транзистором.
VF – прямое напряжение, которое показывает эффективность внутреннего диода в кремниевом и карбид-кремниевом устройствах и перепада напряжения галлий-нитридных устройств в периоды мертвого времени. Мертвое время оказывает значительное влияние на общую эффективность системы.
Для транзисторов CoolMOS и CoolSiC используются стандартные цепи управления, однако в случае устройств CoolSiC необходимо учитывать, что сопротивление RDS(on) изменяется в соответствии с напряжением «затвор-исток». Чем выше это напряжение, тем ниже RDS(on). В связи с этим рекомендуется использовать транзисторы CoolSiC с управляющим напряжением в диапазоне 0…18 В, обеспечивающим лучшую передаточную характеристику и минимальное значение RDS(on). Это выше, чем стандартное напряжение управления транзисторами серии CoolMOS – 15 В. При этом для цепей управления рекомендуется использовать порог защиты от пониженного напряжения питания (UVLO) 13 В, что выше, чем для устройств CoolMOS.
Устройства CoolGaN являются транзисторами с инжекционным затвором (GIT), и поэтому управляются током, а не напряжением, как транзисторы CoolSiC и CoolMOS. Иначе говоря, для транзисторов CoolGaN, кроме включающих и выключающих резисторов, требуется внешняя RC-цепочка. Существует два способа управления устройствами CoolGaN (рисунок 2).
Рис. 2. Способы управления транзисторами CoolGaN: а) использование драйвера 1EDI; б) использование драйвера 1EDF56
Первый вариант – с применением драйвера 1EDIx производства компании Infineon, который предполагает использование отдельных цепей для положительного и отрицательного напряжений с целью безопасного включения и выключения устройства. Второй вариант – с применением драйвера 1EDF56x производства Infineon, специально предназначенного для управления галлий-нитридными транзисторами. В этом случае используется один блок питания с положительным напряжением. Генерация необходимых положительных и отрицательных импульсов для управления транзистором CoolGaN обеспечивается внутренними цепями драйвера. Также этот тип драйвера минимизирует влияние падения напряжения на внутреннем диоде на работу схемы.
На рисунке 3 показано сравнение областей безопасных режимов работы (SOA) для устройств CoolMOS и CoolGaN.
Рис. 3. Области безопасных режимов работы для устройств: а) CoolMOS; б) CoolGaN
Диаграмма области безопасных режимов работы для устройств CoolSiC аналогична диаграмме для семейства CoolMOS, поэтому на рисунке 3 не приведена.
Диаграмма на рисунке 3а показывает, какой максимальный импульсный ток может выдержать устройство CoolMOS при различных величинах напряжения «сток-исток», длительности импульса и определенной температуре корпуса. Как видно из этой диаграммы, при длительности импульса в 1 мкс и напряжении «сток-исток» 400 В устройство выдерживает ток порядка 30 А. При номинальном рабочем напряжении 600 В и длительности импульса 1 мкс устройство способно выдержать ток порядка 20 А.
Поведение устройств CoolGaN значительно отличается – устройство способно выдержать максимальный ток, равный 35 А при напряжении «сток-исток» 400 В и длительности импульса максимум 20 нс. При напряжениях выше 400 В максимальная длительность импульса быстро падает. Фактически, устройство не может работать при напряжении «сток-исток» 600 В.
Важной характеристикой технологии производства транзисторов является зависимость сопротивления RDS(on) от температуры перехода. Эта зависимость показана на рисунке 4.
Рис. 4. Зависимость RDS(on) от температуры перехода Tj
Как показано на рисунке 4, значительным преимуществом при высоких температурах обладают устройства CoolSiC, обеспечивающие меньшую зависимость потерь проводимости от температуры. Это эквивалентно использованию устройств с большим RDS(on) для обеспечения той же номинальной мощности, что и для двух других технологий.
Важным аспектом использования данной технологии являются доступные корпуса, так как именно он в конечном счете и определяют применимость технологии для определенных условий. Транзисторы серии CoolMOS представлены на рынке уже около 20 лет, поэтому они обладают наиболее широкой номенклатурой корпусов – более 18 видов, включая корпуса для поверхностного монтажа и для монтажа в сквозные отверстия. Корпуса для поверхностного монтажа доступны с несколькими вариантами охлаждения, что позволяет применять их для широкого круга приложений, где в фокусе находится высокая производительность. Кроме того, планируется дальнейшее исследование устройств для возможности улучшения существующих конструктивов.
Устройства CoolGaN предназначены для использования в высокочастотных цепях и очень чувствительны к влиянию паразитных компонентов, поэтому они требуют особо тщательного проектирования, и для них предпочтительно использование SMD-корпусов c малыми значениями паразитной индуктивности выводов. Первое поколение устройств CoolGaN было выпущено в корпусах типа DFN 8х8 мм, TOLL и DSO-020 с возможностью охлаждения через нижнюю либо верхнюю части корпуса. Корпус устройств CoolGaN имеет определяющее значение для обеспечения оптимальной производительности и максимизации теплоотведения, поэтому компания Infineon постоянно проводит исследования новых типов корпусов с поверхностным монтажом, таких как QDPAK с теплоотводом в верхней части корпуса и DSO-12.
Устройства CoolSiC достаточно просты в применении. Эти устройства особенно хороши для высокотемпературных приложений. Большие корпуса для монтажа в сквозные отверстия в совокупности с хорошими температурными свойствами карбида кремния помогают хорошо рассеивать тепло. По этой причине первое поколение устройств CoolSiC планируется выпускать в корпусах TO-247 c тремя и четырьмя выводами. Корпус с четырьмя выводами обладает меньшей чувствительностью к паразитным наводкам и поэтому лучше подходит для высокочастотных приложений.
На рисунке 5 показаны возможные типы корпусов для компонентов, созданных по всем рассмотренным технологиям.
Рис. 5. Варианты корпусов для устройств CoolMOS, CoolGaN и CoolSiC
Энергоэффективность блоков питания
Для оценки энергоэффективности блоков питания используется так называемый стандарт 80 PLUS. В соответствие с этим стандартом сертифицируются блоки питания с КПД не менее 80% при нагрузке 20%, 50%, 100%, а также с коэффициентом мощности не менее 0,8 при нагрузке 100%. Внутри системы также существует градация, самый высокий уровень – 80 PLUS Titanium, обеспечивающий коэффициент мощности 0,95 при нагрузке 50% и КПД не менее 91% при нагрузке 100% и напряжении 230 В.
При проектировании блоков питания и основных каскадов, таких, к примеру, как каскад ККМ, используется несколько основных топологий. Классическая топология ККМ, изображенная на рисунке 6, наиболее широко используется для серверов, телекоммуникационного оборудования и промышленных блоков питания.
Рис. 6. Классическая топология ККМ (Boost PFC)
Эта топология наиболее просто реализуется и более привлекательна по цене по сравнению с другими. Но ее недостатком являются значительные потери мощности в диодном выпрямительном мосте, что влечет за собой падение КПД. Поэтому блоки питания с такой схемой ККМ обладают классом энергоэффективности не выше 80 PLUS Platinum. Для достижения максимального уровня 80 PLUS Titanium в качестве выпрямительного каскада можно рассмотреть активный выпрямитель, как это показано на рисунке 7. У полевых транзисторов в открытом состоянии малое сопротивление канала, что позволит уменьшить потери проводимости данного каскада.
Рис. 7. Способ увеличения энергоэффективности классической топологии ККМ (Boost PFC)
Для схемы на основе кремниевых транзисторов, изображенной на рисунке 7, рекомендуется использование компонентов из таблицы 2.
Таблица 2. Список компонентов для классической топологии ККМ (Boost) на основе кремниевых транзисторов
| Устройство | Количество |
|---|---|
| CoolMOSTM P7 80 мВ – TO247 | 1 |
| 8A SiC-диод – TO220 | 1 |
| CoolMOSTM S7 65 мВ – TOLL | 4 |
| Драйвер затвора 1EDN7511B | 1 |
| Драйвер затвора 2EDN7424F | 1 |
| Драйвер затвора 2EDF7175F | 1 |
| Индуктор | 1 |
| Конденсатор 680 мкФ | 1 |
Двухфазная топология каскада ККМ (Interleaved PFC), показанная на рисунке 8, наряду с классической топологией получила широкое распространение в серверах, телекоммуникационном оборудовании и в сфере создания промышленных блоков питания.
Рис. 8. Двухфазная схема ККМ (Interleaved PFC)
Этот вид топологии обеспечивает энергоэффективность уровня 80 PLUS Platinum.
На рисунке 9 показана топология ККМ на базе двойного повышающего преобразователя (Dual Boost PFC), которая обеспечивает энергоэффективность уровня 80 PLUS Titanium.
Рис. 9. Топология ККМ на базе двойного повышающего преобразователя (Dual Boost)
Эта топология широко используется для устройств с большой потребляемой мощностью, позволяя проектировать высокоэффективные блоки питания и выпрямители. Она проста в применении, но обладает одним недостатком – высокой плотностью энергии из-за использования двух дросселей ККМ.
Для схемы на основе кремниевых транзисторов, изображенной на рисунке 9, рекомендуется использование компонентов из таблицы 3.
Таблица 3. Список компонентов для топологии двойного усиления на основе кремниевых транзисторов
| Устройство | Количество |
|---|---|
| CoolMOSTM P7 80 мВ TO247 | 2 |
| 8A SiC-диод TO220 | 2 |
| Индуктор | 2 |
| Конденсатор 680 мкФ | 1 |
| Драйвер затвора 2EDN7524F | 1 |
Ещё одна очень эффективная и простая топология, позволяющая получать энергоэффективность уровня 80 PLUS Titanium – H4, или Н-полный мост. Схема этой топологии показана на рисунке 10.
Рис. 10. Топология Н4 (H-полный мост)
Для схемы на основе кремниевых транзисторов, представленной на рисунке 10, рекомендуется использование компонентов из таблицы 4.
Таблица 4. Список компонентов для топологии H4 на основе кремниевых транзисторов
| Устройство | Количество |
|---|---|
| CoolMOSTM P7 60 мВ TO247 | 2 |
| 8A SiC-диод TO220 | 2 |
| Индуктор | 1 |
| Конденсатор 680 мкФ | 1 |
| Драйвер затвора 2EDF7275F | 1 |
Специально для широкозонных полупроводников, таких как карбид кремния (SiC) и нитрид галлия (GaN), работающих в режиме непрерывных токов, была разработана топология «полный мост типа Totem-Pole». Эта топология, схема которой показана на рисунке 11, позволяет достигать энергоэффективности уровня 80 PLUS Titanium.
Рис. 11. Топология полный мост (Totem-Pole PFC) в режиме непрерывных токов (CCM)
Топология полного моста типа Totem-pole схожа со схемой полного моста H4, однако здесь используется один дроссель ККМ, что дает, в конечном счете, выигрыш в плотности мощности преобразователя. В сочетании с использованием кремниевых устройств в обратных цепях эта топология обеспечивает наивысшую энергоэффективность по сравнению с предыдущими вариантами.
Для схемы на основе карбид-кремниевых транзисторов, изображенной на рисунке 11, рекомендуется применение компонентов из таблицы 5, а на основе галлий-нитридных транзисторов – из таблицы 6.
Таблица 5. Список компонентов для топологии ККМ «полный мост Totem-Pole» в режиме CCM на основе карбид-кремниевых транзисторов серии CoolMOS
| Устройство | Количество |
|---|---|
| 145 мОм SiC MOSFET TO247 | 2 |
| Индуктор | 1 |
| Конденсатор 680 мкФ | 1 |
| Драйвер затвора 2EDF7275F | 1 |
Таблица 6. Список компонентов для топологии ККМ «полный мост Totem-Pole» в режиме CCM на основе галлий-нитридных транзисторов серии CoolGaN
| Устройство | Количество |
|---|---|
| 70 мОм GaN DSO TSC | 2 |
| Индуктор | 1 |
| Конденсатор 680 мкФ | 1 |
| Драйвер затвора 1EDF5673F | 2 |
Топология ККМ «полный мост Totem-Pole» также может быть реализована на кремниевых полевых транзисторах (Si), как это показано на рисунке 12. Однако в этом случае требуется специальная технология управления, называемая «треугольным режимом проводимости» (TCM), что позволяет перейти в режим переключения при нулевом напряжении (ZVS).
Рис. 12. Топология ККМ полный мост (Totem-Pole PFC), работающая в треугольном режиме проводимости (TCM)
Эта топология также обеспечивает энергоэффективность уровня 80 PLUS Titanium. Для преобразователей на базе кремниевых силовых полупроводниковых приборов она является единственной, позволяющей получить энергоэффективность, сравнимую с топологией ККМ «полный мост Totem-Pole», работающей в режиме непрерывного тока (CCM) и построенной на базе технологий SiC и GaN.
В схеме преобразователя, построенного по топологии ККМ «полный мост Totem-Pole», в режиме TCM через ключ протекает отрицательный ток, который обуславливает две особенности данной топологии:
- высокую пульсацию токов индуктора ККМ, требующую минимум две фазы;
- необходимость применения синхронного выпрямителя.
Для схемы, построенной на основе кремниевых транзисторов (рисунок 12), рекомендуется использование компонентов из таблицы 7.
Таблица 7. Список компонентов для топологии ККМ «полный мост Totem-pole» в режиме TCM на основе кремниевых транзисторов
| Устройство | Количество |
|---|---|
| CFD7 105 мОм TO247 | 4 |
| CoolMOSTM S7 65 мВ TOLL | 2 |
| Драйвер CoolMOSTM LF 2EDF7175F | 1 |
| Драйвер затвора 2EDF7275F | 2 |
| Индуктор | 2 |
| Конденсатор 480 мкФ | 1 |
На рисунке 13 показано сравнение КПД различных топологий для мощности 1 кВт при входном напряжении 115 В.
Рис. 13. КПД различных топологий для ККМ мощностью 1 кВт при входном напряжении 115 В
Звездочкой отмечено минимальное КПД при нагрузке 50% для соответствия уровню энергоэффективности 80 PLUS Titanium. Как видно из рисунка, все топологии, кроме классической без выпрямителя, соответствуют этому уровню.
Для топологии ККМ типа HB Totem-Pole PFC, работающей в режиме непрерывных токов CCM, выбор различных RDS(on) для устройств SiC и GaN обусловлен различными температурными характеристиками устройств. Различие КПД для нагрузок 50% и 100% для топологии типа Totem Pole в режиме TCM обусловлено использованием двухфазного напряжения.
Как было сказано ранее, топология «полный мост Н4» имеет довольно простую схемотехнику, она не требует мостового диодного (активного) выпрямителя на входе и позволяет получить достаточно высокий КПД. При этом следует учитывать, что два каскада, включенных последовательно, фактически представляют собой один каскад с удвоенным RDS(on). Экспериментирование со схемами подключения позволяет получить оптимальный результат.
Для топологии на базе двойного повышающего преобразователя (Dual Boost), так же как и для топологии «полный мост Totem-Pole PFC», в режиме TCM различие в КПД для разных величин нагрузки обусловлено использованием двухфазного напряжения.
На рисунке 14 показано сравнение КПД различных топологий для мощности 1 кВт при входном напряжении 230 В.
Рис. 14. КПД различных топологий для ККМ мощностью 1 кВт при входном напряжении 230 В
Как показано на рисунке 14, для входного напряжения 230 В все топологии соответствуют уровню энергоэффективности 80 PLUS Titanium, даже классическая повышающая топология (Boost) без выпрямителя.
Заключение
Группа с широкозонными полупроводниками в настоящее время включает в себя устройства на базе карбида кремния (SiC) и нитрида галлия (GaN). Эти устройства уже получили широкое распространение в силовой электронике за счет улучшенных характеристик по сравнению с обычными кремниевыми (Si) транзисторами. Технология производства SiC и GaN продолжает активно развиваться, в отличие от технологии на базе кремния, которая в настоящее время вышла на определенное плато.
Транзисторы GaN в первую очередь предназначены для блоков питания в области телекоммуникации, серверов, зарядных устройств, в том числе беспроводных, а также в аудиоусилителях класса D. Исследуется возможность применения для источников бесперебойного питания, аккумуляторов, солнечной энергетики, зарядных устройств для электромобилей, ноутбуков, ЖК-телевизоров и других устройств.
Благодаря лучшим по сравнению с IGBT характеристикам SiC силовые полупроводниковые приборы на базе SiC начинают активно вытеснять IGBT-технологию во всех сферах, где она ранее применялась. Например, в сравнении с IGBT у SiC-компонентов потери на переключение уже сейчас примерно на порядок ниже. Теоретически эти потери в устройствах SiC и/или GaN могут быть снижены до бесконечно малого значения, что в принципе невыполнимо для устройств IGBT.
С появлением новых типов устройств разрабатываются новые топологии, которые ранее невозможно было применить из-за технических ограничений кремниевых силовых полупроводниковых приборов. Например, топология «полный мост Totem Pole» ранее вообще не рассматривалась для устройств силовой электроники из-за работы схемы в режиме жесткого переключения. А устройства GaN позволили с помощью этой топологии получить силовые устройства с очень высоким уровнем эффективности.
Следует отметить, что устройства на базе кремния в ближайшей перспективе продолжат активно использоваться за счет уже существующей огромной производственной базы и выгодной стоимости.
Однако активное развитие технологий производства устройств на базе широкозонных полупроводников в ближайшей перспективе, – возможно, уже в течение 5 лет, – должно привести к снижению стоимости таких устройств за счет повсеместного распространения технологии и расширения производства. Это сделает устройства на базе карбида кремния и нитрида галлия еще более привлекательными для применения в преобразовательной технике.
Bridgeless Totem Pole PFC. not getting popular. why?
The boss has asked me to evaluate a Bridgeless Totem Pole PFC (BTP-PFC) stage for our 1kW Offline Battery chargers.
However, recently I had to reverse engineer loads of Offtheshelf offline battery chargers to 3Kw , and none contained a BTP-PFC.
I am convinced there’s something of a trick question going on here, …its like the PFC’d resonant CUK converter that was supposed to do Vout regulation and PFC in a single stage, but it never took off.
What is the snag with the BTP-PFC?
For a start there’s the expensive GAN FETs that are needed. But what’s the gotcha?
(This by the way, wasn’t one of the questions asked to me about it, so I am not cheating.)
ronsimpson
Well-Known Member
- Jul 18, 2018
- #2
Flyback
Well-Known Member
- Jul 19, 2018
- #3
Attachments
Flyback
Well-Known Member
- Jul 21, 2018
- #4
I am wondering why not one single Application Note on the entire internet actually mentions the very bad EMC problem of the BTP-PFC?……why this “cover-up” over the BTP-PFC?
The BTP-PFC brings with it a very bad common mode EMC problem due to the fact that the controller will inevitably be referenced to the DC Bus negative net. This net is by its nature, a very extensive net, going widely over the PCB (since it’s the reference point for much of the BTP-PFC circuitry) …the problem is, that in BTP-PFC, this net has a very high dv/dt with respect to earth ground….and this is the absolute recipe for bad common mode EMC issues. The attached (red) waveform shows the BTP-PFC problem (LTspice sim also attached)
With conventional Boost PFC, If you probe the Neutral input with respect to “DC Bus ground”, then the dv/dt with respect to the DC Bus ground isn’t so high. (as the green waveform shows)
However, with the BTP-PFC, the dv/dt between DC Bus ground and the Neutral is very high….and this means terrible common mode EMC problems. This situation is shown in the attached waveform diagram, which shows voltage between Neutral input and DC Bus ground for a BTP-PFC. (Red waveform)
And the key point is that DC Bus ground, is , by its very nature, a very extensive net, probably running over a great area of the PCB…so what we have , is this wide area of PCB copper which has a very high dv/dt with respect to Earth ground (since neutral is ultimately connected to earth ground). –This is the absolute perfect recipe for disastrous common mode EMC issues…the high dv/dt of a wide area of pcb copper with respect to earth ground.
The LTspice simulation attached actually shows the problem. I have never seen a real product in the market which actually uses BTP-PFC……and certainly on the entire internet you cannot find a single application note giving a conducted EMC scan of a BTP-PFC design.
I am beginning to wonder if this BTP-PFC is going to end up getting consigned to the scrap-heap, due to the impractically extensive EMC solutions that are needed to accommodate it?
In true cook-report fashion, i expose the BTP-PFC for the "dodgy geezer" that it is.
Digital-Controlled Totem-Pole PFC for Next-Gen Power Systems
The pace and scope of the change overtaking the industry shows no signs of stopping. From advanced robotics, to medical wearables, to the smart grid, the amount of functionality presented to the public today is extraordinary. However, all that functionality needs power.
Power is behind everything in our modern society. Regardless of the core technology, electronic products require electricity to function. It may sound like a tautology, but nothing happens unless you can move electrons around. If it doesn’t have a charge moving around somewhere, it’s a mechanical device.
Artificial Intelligence, Cloud-based IoT, next-gen RF technologies, self-driving EVs, and other advanced solutions have significantly increased the overall global demand for electrical power. This in turn, drives power engineers and architects to extend existing power technology boundaries to achieve ever higher system efficiencies, faster response times, and more robust and reliable solutions.
The plethora of proposed solutions to address power efficiency created disruption in many ways, one of them being the need for standards and regulations. Without agreed-upon benchmarks, it is easy for different companies to claim different benefits out of context to the engineer. Only by ensuring that the lines on everyone’s ruler are the same distance apart can we ensure an open and level development environment.
Addressing power efficiency
In the telecom, data center, and industrial power space, the 80 Plus Titanium efficiency level specification was developed to address power conversion electronics. It specifies over 80% energy efficiency at 20%, 50%, and 100% of rated load, and a power factor of 0.9 or greater at 100% load. The Energy-Star 80 PLUS efficiency specification (introduced in 2007) adds higher efficiency levels for AC-DC supplies from Gold to Platinum and on to the Titanium level.
Other efforts include the Storage Networking Industry Association (SNIA) and their Emerald Power Efficiency Measurement Specification. The specification identifies the metrics by which energy consumption and efficiency of storage networking products can be measured.
Beyond topology innovations, power semiconductor advances have also provided solutions to address power electronics efficiency. Fast-switching wide-bandgap Silicon Carbide (SiC) or Gallium Nitride (GaN) power devices have revolutionized the industry. These new solutions must be properly integrated and optimized for maximum utility, efficiency, and reliability.
In addition, high bandwidth isolated single-chip current sensors in bridgeless Power Factor Correction (PFC) and DC-DC converters can enable use of fast switching wide-bandgap power devices to help improve efficiency and thermal management, reducing both size and component count to simplify PCB circuits as well. This complementary mix of solutions must be properly integrated to address the application in the most cost-effective manner.
Power System Considerations
Efficiency and power density directly impact the size and thermal management requirements of a switch mode power supply.
To meet the 80 Plus Titanium standard, the design must demonstrate 96% Titanium peak efficiency, meaning the target efficiency of Power Factor Correction (PFC) circuit efficiency should be 98.5% under both 115V and 230V input conditions with an overall efficiency of 96%. In order to achieve that goal, one of the most suitable topologies is a bridgeless PFC circuit, which does not require a full-wave AC rectifier bridge, thereby reducing related conduction losses.
There are two types of bridgeless PFC designs: Bridgeless PFC and Totem Pole PFC (Figures 1A and 1B). Compared to bridgeless PFC, Totem Pole PFC removes the input bridge rectifier and uses a MOSFET to replace the rectifying diode for improved efficiency.
Click image to enlarge
Figure 1a: Bridgeless PFC
Click image to enlarge
Figure 1b: Totem Pole PFC
There is a reason why a SiC-based MOSFET is needed in a Totem-Pole PFC design. As Figure 2 shows, a Totem Pole PFC can be considered as a synchronous-rectification boost DC-DC converter. In such systems, a big problem is the reverse-recovery charge of the MOSFET body-diode, if the converter works in CCM (Continuous Conduction Mode) condition. This means that the Totem Pole PFC can only work in DCM (Discontinuous Conduction Mode) or BCM (Boundary Conduction Mode) mode, with a traditional Si-MOSFET.
Each approach has its challenges. A DCM PFC can only support low-power applications, for example. In a BCM PFC, the frequency varies widely, and the peak current will be 2 times of a CCM PFC, which increases the difficulty of EMI filter design and efficiency optimization. By using wide-bandgap SiC- and GaN-based power switches, Totem Pole PFC designs can successfully operate in CCM mode to provide higher efficiency and power.
Considering a design of 3.3kW Totem-pole architecture based on SiC MOSFETs, magnetic current sensing, and CCM control, we chose a model C3M0065090K SiC MOSFET from Wolfspeed as the high-frequency switches, and a IXFH80N65X2 device from IXYS for the low-frequency side. The choice of a SiC MOSFET over a GaN MOSFET was made because SiC provides the higher breakdown voltage needed.
Using a SiC MOSFET can dramatically reduce the reverse-recovery loss, enabling the Totem-Pole PFC to work in CCM mode to support higher power levels. Silicon MOSFETs also provide different amounts of body-diode loss. Table 2 compares the amounts of reverse-recovery loss between a Si-based MOSFET and SiC MOSFET, showing the SiC device dramatically reduces both body-Diode and reverse-recovery loss.
Click image to enlarge
Table 2: Body-Diode loss comparisons
Positive Half Line Cycle Operation
The positive half line cycle operation of the totem-pole PFC is shown in Figure 2. Q1 and Q2 are fast-switching SiC MOSFET devices operating at high carrier frequency, and Q3 and Q4 are traditional lower speed Silicon MOSFET devices operating at 50 or 60Hz. There are only two semiconductor devices in the current path in totem-pole PFC.
In positive half line cycle operations, Q1 acts as main switch and Q2 acts as a synchronous-rectifier MOSFET, where Q3 is always on and acts as a resistor. When Q1 is on, the ac source stores energy in the inductor, and the output capacitor supports the load current. When Q1 is off and Q2 is on, the ac source and the energy in inductor support the output current and charge the output capacitor.
Click image to enlarge
Figure 2a: Q1 and Q3 on
Click image to enlarge
Figure 2b: Q2 and Q3 on
Negative Half Line Cycle Operation
The negative half line cycle operation of the totem-pole PFC is shown in Figure 3. Again, there are only two semiconductor devices in the current path. In the negative half line cycle, Q2 acts as the main switch, and Q1 acts as a synchronous-rectifier MOSFET. Q4 is always on and acts as a resistor.
When Q2 is on, the ac source stores energy in the inductor, and the output capacitor supports the load current. When Q2 is off and Q1 is on, the ac source and energy in the inductor supports the output current and charges the output capacitor.
Click image to enlarge
Figure 3a: Q2 and Q4 on
Click image to enlarge
Figure 3b: Q1 and Q4 on
In PFC applications, average current-mode control is often used because it is simple and accurate. For average current mode control, average inductor current is required for the current control loop. For traditional PFC designs, a shunt is usually placed in the ground line to sense current, as shown in figure 4a. A shunt resistor is used to sense the input current, and an amplifier is used to get different gain. In a Totem-Pole PFC design, there is no ground line and the circuit can’t sample the current.
There are several methods to sample the inductor current in a Totem Pole PFC. A Current Transformer (CT), as shown in figure 4b, a shunt resistor with an Op-amp and isolator, as shown in figure 4c, magnetic current-sensor modules, or ICs, as shown in figure 4d.
Click image to enlarge
Figure 4a: Traditional PFC current sensor
Click image to enlarge
Figure 4b: Current Transformer (CT)
Click image to enlarge
Figure 4c: Shunt resistor with Opamp and isolator
Click image to enlarge
Figure 4d: Magnetic current sensor module or IC based on Hall Effect or AMR sensor
A current transformer (CT) can be used to sample the inductor current. Since they can only work in AC, they are better for high frequency designs. To sense switching current, three CTs are needed to sample and integrate the inductor currents in positive and negative cycle through MOSFET and rectifier. Figure 4b shows how CTs provide measurement isolation.
Although separate isolated power is not needed for CTs, the circuit requires three CTs to reconstruct the line current. CTs also suffer from linearity and hysteresis impact over temperature. Other challenges are that using three CTs increases costs and takes up more space.
Another method is to insert a current shunt in series with inductor as shown in figure 4c. This approach requires an op-amp, an isolator, and a separate isolated power supply with multiple passive components around the isolator and op-amp. The circuit design is complex and needs more physical space. Additionally, for higher current applications, using accurate low value resistors to minimize power dissipations are also costly. Further, output response time is limited due to opto-isolator and op-amp on signal path. The combined output step response time can easily be over 1us.
Non isolated current measurement using shunt with an op-amp (without an isolator), typically used in the ground return of traditional PFC, shown in Figure 4a, is not suitable for Totem Pole PFC, which requires isolated current measurements.
An isolated magnetic current sensor module or IC with Hall Effect or AMR magnetic field sensors is an effective and popular method of current sensing. These magnetic current sensors provide the required isolation and do not need separate isolated power supplies. The typical sensor location is shown in figure 4d.
There are two major challenges in dealing with magnetic current sensors. The limited bandwidth of magnetic current sensors is one. The traditional Hall-Effect-based sensor has typically a 120kHz bandwidth, with up to 3db of distortion at 120kHz. Although it can be used for 50Hz PFC current, its slow output response time, related to bandwidth, can’t support peak and overcurrent protection.
For fast-switching current situations, it will cause delay for peak current protection. In practical applications, current measurement is typically done cycle-by-cycle at the middle of the switching PWM pulses. For this, the current sensor needs to support the higher bandwidth needed for measuring current at a high switching frequency in SiC- or GaN-based Totem Pole PFC circuits.
Current sensor modules using ferrite cores need to be accurate, with high bandwidth, low phase delay, and fast output response time, for measurement and protection. Typically high bandwidth and accurate current sensor modules are not only bulkier but costlier as well. The size of current sensor modules impacts the space needed, the power density, and the cost of the PFC solution.
In this design, a high accuracy 4.8kV isolated current sensor IC (MCA1101-50-5) from ACEINNA was chosen to sample the inductor current. This +/-50A current sensor IC with 0.6% typical accuracy, 1.5 MHz bandwidth, and output response time of 300ns can fully meet the high frequency cycle-by-cycle current sample measurement and protection requirements in this design@3.
The device offers reinforced isolation and meets UL60950 with no additional isolated power supply. A typical application circuit is shown in Figure 4e. If the internal Overcurrent Detection (OCD) function is not used, only decoupling capacitors are needed, further simplifying the circuit as shown in Figure 4f.
Click image to enlarge
Figure 4e: MCA1101 application circuit with OCP function
Click image to enlarge
Figure 4f: MCA1101 application circuit without OCP function
The MCA1101 current sensor IC provides an accurate 0A-reference voltage output pin, which helps to calibrate out 0A offset in the system. The Overcurrent Detection (OCD) threshold can be set on the IC and fault flag pinout can interface with MCU, to trigger the over current protection in the software. This single-chip current sensor solution is in a space-saving package, shown in Figure 5a and 5b.
The MCA1101 provides many advantages for a Totem-Pole PFC application. These include high accuracy over temperature, high bandwidth, fast response, single power supply, reinforced isolation, programmable OCD voltage and fault pin to provide current information to MCU. All of these merits make the AMR based current sensor chip to be an attractive solution.
Click image to enlarge
Figure 5a: MCA1101 current sensor IC
Click image to enlarge
Figure 5b: Inside of MCA1101
Addressing cost effectiveness and standards such as the 80 Plus Titanium and SNIA Emerald Power Measurement specifications requires getting the most out of the existing solutions available. Material and component advances such as wide-bandgap semiconductors and isolated single-chip current sensors can empower efficient topologies like bridgeless Totem-Pole PFC. Use of these technologies will enable higher power densities in smaller footprints, with improved efficiency and thermal management.
Click image to enlarge
Figure 6: Tiny current sensors are essential for the correct operation of power supplies found in a wide range of applications
The growing energy demands of the latest application solutions requires the most efficient and cost-effective power electronics. Understanding the latest core technologies created to address these needs, and how they can be best integrated, will go far towards ensuring the success of your next design.
How to select components for a digital-controlled Totem-Pole PFC
There is a lot of attention being paid to advanced power systems. Energy efficiency has become a critical capability in today’s world, due to pressures from every sector of the market. To achieve substantial benefits, every application solution needs to run at the highest efficiency it is capable of achieving. More efficient systems have reduced thermal issues, improved operating costs, and other cascading benefits from more optimized functionality.
For example, not only does reducing the thermal load on the system save money and reduce the need for cooling, but the cascading benefits include reduced thermal shock and therefore longer MTBF, It also relaxes the packaging and insulation requirements, which increases footprint and form factor flexibility, reduced bill of materials, and on, for every subsystem. This enhances the functionality, reliability, durability, and operational lifetime of the product itself.
When it comes to advanced systems like robotics, wearables, green energy, and the smart grid, the amount of power being generated, transferred, and converted at multiple stages is substantial. Not only must every player in the game operate as efficiently as possible, they must do so. Creating efficient power solutions is a critical aspect of every design today, no matter the size and power level.
Providing advanced functionality needs lots of power, and it is behind almost everything in our modern society. This demand for power is going up exponentially with the growing number of devices being turned on every day, and efficiency is the only way to mitigate that massive demand.
Regardless of the core technology, electronics need electricity to work, and nothing happens unless you have energy. Artificial Intelligence, Cloud-based IoT, next-gen RF technologies, self-driving EVs, and other advanced solutions have significantly increased the overall global electrical power demand. This drives power engineers and architects to extend existing power technology boundaries to achieve higher system efficiencies, faster response times, and more robust and reliable solutions.
Advanced topology innovations and new power semiconductor advances have also provided solutions to address power electronics efficiency. For example, fast-switching wide-bandgap Silicon Carbide (SiC) or Gallium Nitride (GaN) semiconductors are currently revolutionizing the industry. In addition, isolated single-chip current sensors in bridgeless Power Factor Correction (PFC) and DC-DC converters are also improving efficiency and thermal management.
This complementary mix of solutions must be well integrated in order to address the application in the most cost-effective manner. An important aspect of power design is just making sure you have the right pieces to build your solution.
Creating an efficient Totem-Pole PFC for a power system
A Totem-Pole PFC can be considered as a synchronous-rectifier boost DC-DC converter. However, the problem is the reverse-recovery charge of the MOSFET body-diode that occurs when the converter works in CCM (Continuous Conduction Mode) condition. This means that the Totem Pole PFC can only work in DCM (Discontinuous Conduction Mode) or BCM (Boundary Conduction Mode) mode with traditional Si-MOSFET. But both have challenges.
A DCM PFC can only support low power applications. When using a BCM PFC, the operation frequency varies widely. In addition, the peak current will be 2 times of a CCM PFC, which increases the difficulty of EMI filter design and efficiency optimization. With the availability of fast-switching wide-bandgap SiC- and GaN-based power switches, Totem-Pole PFC designs can now operate in CCM mode to provide higher efficiency and power.
One of the first steps in your power design should be your power switch selection. To choose a suitable MOSFET, we need to calculate the voltage, current and power loss in the device. In our example, in our test application, to minimize switching power loss, we chose the Wolfspeed 4-Pin SiC-MOSFET C3M0065090K, a 900V, 65mohm device for the high-frequency switches. The device has a fast intrinsic diode with low reverse recovery (Orr) and has very low output capacitance (60pF).
For the low-frequency switch we chose an Si-MOSFET, whose power loss is mainly due to Rds(on). So, we selected the low Rds(on) MOSFET IXFH80N65X2 because of its high level of efficiency.
The input inductor is designed to keep the current ripple under 30% of the maximum peak input current, where the maximum peak input current occurs at low line and at full load. For this design, the minimum inductance value is 200μH. The output capacitance is determined by two constraints, load hold-up time and output voltage ripple regulation. In this design, the hold-up time is set to be 10ms and the output voltage peak to peak ripple is set to be 30 V. So, we choose the HP 450V560μF (30×50) capacitor, used in parallel to meet the requirements.
Totem Pole PFC control block diagrams and circuit simulation
The Totem Pole PFC control block diagram is shown in Figure 1 and the related application control circuit is shown in Figure 2. The simulation results in Figure 3 shows that the PFC circuit can work well.
Figure 1: Totem Pole PFC control block diagram
Figure 2: The application control circuit
- Reference current Iref = K(Vdc-Vdc_ref)*|Vac|*1/V²rms
- K is depends on Proportional-Integral time constant
- (Vdc-Vdc_ref) is the output voltage error
- |Vac| is the follower factor between the voltage and current
- 1/V²rms is the power limitation factor
Digital control and algorithms
Another challenge in Totem Pole PFC design is that the AC line zero-crossing point may create shoot-through issues, requiring knowledge of when the positive cycle transitions to negative cycle. In order to do this, the AC line voltage is sensed and sent to the ADC of the MCU. A Phase-Locked Loop (PLL) algorithm based on second-order generalized integrators (SOGI) is adopted, and the calculation result can be used to generate the low-frequency driver.
It is easy to insert the dead time in the low-frequency driver pulses. The test result is shown in Figure 4. The Green and Yellow signals are the driver signals of low-frequency Si-MOSFET based on the PLL result.
Figure 4: AC Line Voltage Vs. Low Frequency Driver SignalSoft-start during Zero Crossing
The line current in a single-phase PFC topology distorts at the zero-crossing point of the input AC voltage. This is because of the characteristic of the general proportional integral (PI) current controller, and this distortion degrades the line current quality. This in turn impacts things such as the total harmonic distortion (THD) and the power factor (PFC) of the circuit.
There are two main reasons for this distortion. The first is the dynamic response of the PI controller, as its dynamic response is considerably slow. The line current is distorted because the error of the PI controller is considerably large at the zero-crossing point. The second reason for this distortion is the PFC converter operates in the DCM, near the zero-crossing point of the input AC voltage.
The line current cannot follow the reference current, which results in line-current distortion. To deal with this issue, the soft-start and dedicated time sequence of the high-frequency SiC-MOSFET during zero crossing is adopted in the firmware. With such a design, the current has very little zero-crossing distortion, and THD is 2.8% in full load condition.
Figure 5. Soft-start during zero crossingCurrent and voltage control loop
In our example we used an MCU from Spintrol to realize the PFC control, integrating the algorithm of SOGI PLL, Current loop PI Controller, Voltage loop PI controller, and software /TZ protection. A 60kHz interrupt is set in the firmware and PI control loop, and in PFC applications, it needs a fast-current loop to keep the controlled input current following the input voltage. We choose the bandwidth of the current loop to be 3kHz and phase margin to be 60 degrees, according to the Nyquist stability condition.
In the practical application, to minimize linearization and accuracy limitations in small signal modeling, the cutoff frequency of the control loop is set at around 0.03
0.25 times the carrier (switching) frequency. With dedicated parameters, the final current loop is shown in Figure 5. The current is sampled at the average value and it is equivalent to the middle point in each 60kHz switching cycle. A 10kHz interrupt is set in the firmware and the PI control loop is adopted for the voltage loop.
Because the PFC output voltage has twice the line frequency voltage ripple, which results in a third harmonic current, the voltage loop’s bandwidth needs to be kept low enough to minimize the third harmonic. The bandwidth of the voltage loop is set to 10Hz and 60-degree phase margin. The voltage loop must be cut off in low frequency in order to make input current a sine wave. Another 100Hz notch is inserted in the voltage loop to further decrease the third harmonic current.
With chosen parameters, the final current loop and voltage loop gain and phase margins are shown in Figure 5 and Figure 6 respectively.
Figure 6: Current loop
Figure 7: Voltage loop with 100Hz notchTest results
Based on the design above, a 3.3KW Totem Pole PFC demo board is built, and the test results and waveforms are shown in the following pictures. Features of the design include 99.1% peak efficiency and 98.5% full load efficiency, with a THD of 2.8% achieved at full load.
From the test results, we can see that the selected SiC-MOSFET and high bandwidth current sensor worked well in this application for Totem Pole PFC control and protection with low cost MCU. Please refer from Figure 7 to Figure 9.
Figure 8: PF, THD and Efficiency values
Figure 9 Input current waveforms @230V for 400W and 1.2kW
Figure 10: Input voltage and current wave forms @180V for 2.4kW and 3.3kWAuthors
Bill Luo (Luo Zhizheng), Sr FAE, ACEINNA Transducer Systems Co., Ltd – Graduated with a bachelor degree from North University of China. He has worked for three years doing R&D at Shenzhen Gold Power Limited, seven years at Shenzhen Onstone Limited as a FAE manager and two years in the Arrow Group as Sr FAE/FAE manager. He is highly experienced with MOSFETS, IGBT, Sic, GaN devices applications in power field and is very knowledgeable in Air-conditioner, Inverter, Solar Inverter and EV Charging Station applications.
Jason Zhang (Zhang Liang), AE Director, Shenzhen Advantage Power Limited – Zhang Liang majored in power electronics and has bachelor (2002) and master (2005) degrees from Nanjing university of Aeronautics and Astronautics at 2002 and 2005 respectively. He has over three years work experience as power engineer at Astec, Emerson Network Power and eight years senior application engineer at Texas Instruments. Since 2015, he has worked at Shenzhen Advantage Power as Application Leader and has focused on the applications of third generation semiconductor and AC-DC/DC-DC power systems.